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00:00:02,419 --> 00:00:18,879
En este seminario vamos a revisar los conceptos básicos del analizador vectorial de redes y explicaremos lo que son las medidas de los parámetros S, conceptos de líneas de transmisión, tabla de Smith y examinaremos la arquitectura y la calibración de un VNA.

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00:00:18,879 --> 00:00:27,920
Esta es lo que sería la agenda de hoy y empezaremos con una breve introducción a lo que es el analizador vectorial de redes, el VNA

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00:00:27,920 --> 00:00:33,659
Continuaremos explicando cómo funciona para ver luego la calibración de la medida

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00:00:33,659 --> 00:00:40,060
y al final mencionaré otras medidas que van un poco más allá de los parámetros S convencionales

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00:00:40,060 --> 00:00:43,280
No entraré en detalle con ellas, simplemente mencionarlas

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00:00:43,280 --> 00:00:47,100
Vamos con lo primero

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00:00:47,100 --> 00:00:51,159
¿En qué consiste un analizador vectorial de redes, un UNA?

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00:00:51,719 --> 00:00:59,039
Aunque sería comprensible la confusión debido a lo extendido que está actualmente el concepto de redes de ordenadores,

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00:00:59,600 --> 00:01:08,439
cuando hablamos de un analizador vectorial de redes nos estamos refiriendo a redes de circuitos electrónicos.

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00:01:09,099 --> 00:01:13,500
Es decir, fue un término que fue acuñado cuando todavía las redes de ordenadores no eran tan conocidas

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00:01:13,500 --> 00:01:20,340
y hace referencia al análisis de componentes y dispositivos electrónicos que vamos a utilizar en aplicaciones de RF.

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00:01:21,519 --> 00:01:29,859
Lo que es el análisis de redes es un proceso por el cual tanto diseñadores como fabricantes miden las prestaciones eléctricas de los componentes y circuitos

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00:01:29,859 --> 00:01:32,260
que utilizan luego en sistemas más complejos.

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00:01:32,819 --> 00:01:37,159
Y claro, cuando estos sistemas están transmitiendo señales con un contenido de información,

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00:01:37,159 --> 00:01:44,480
nos solemos centrar en obtener una transmisión de la señal con la mínima distorsión y la máxima eficiencia.

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00:01:44,879 --> 00:01:51,060
El análisis vectorial de redes es, por tanto, un método para caracterizar con precisión estos componentes

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00:01:51,060 --> 00:01:59,799
midiendo su efecto en amplitud y en la fase de señales de prueba que tienen un recorrido en frecuencia o un recorrido en potencia.

18
00:02:00,400 --> 00:02:04,359
Un analizador vectorial de redes es una herramienta de medida de precisión

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00:02:04,359 --> 00:02:15,280
Y va a evaluar las prestaciones de los componentes en alta frecuencia, es decir, no solamente en rangos de RF, sino también en microondas o en ondas milimétricas, básicamente hasta donde llegue el equipo.

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00:02:15,659 --> 00:02:18,300
Y bueno, pues en general hablaremos de RF.

21
00:02:19,000 --> 00:02:28,120
Y además es un sistema de estímulo-respuesta, es decir, está compuesto por una o varias fuentes de RF y varios receptores de medida.

22
00:02:29,020 --> 00:02:35,159
Está especialmente diseñado para medir lo que es la transmisión y la reflexión en el dispositivo,

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00:02:35,460 --> 00:02:39,400
ya sea tanto en el sentido de puerto de entrada hacia puerto de salida del dispositivo,

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00:02:40,099 --> 00:02:41,620
a esto lo llamaremos directa,

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00:02:42,520 --> 00:02:46,819
como en sentido de puerto de salida a puerto de entrada del dispositivo,

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00:02:47,240 --> 00:02:48,639
y a esto lo vamos a llamar inversa.

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00:02:49,840 --> 00:02:53,060
Estas respuestas de lo que es la transmisión y la reflexión

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00:02:53,060 --> 00:02:57,819
son lo que llamaremos parámetros de dispersión o parámetros S del dispositivo.

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00:02:58,120 --> 00:03:12,939
En inglés se refiere a scattering, de dispersión. Y contienen información de magnitud y fase, es decir, son vectoriales y nos van a permitir caracterizar las prestaciones lineales del dispositivo a ojo prueba.

30
00:03:12,939 --> 00:03:32,199
Aunque con un VNA es posible caracterizar el comportamiento no lineal del dispositivo, como por ejemplo lo que sería la compresión de ganancia en un amplificador o la distorsión por intermodulación, la medida de parámetros S es su, digamos, funcionalidad principal.

31
00:03:32,199 --> 00:03:42,979
El hardware del VNA está optimizado para obtener las medidas rápidamente, consiguiendo resultados mucho más rápido que si utilizáramos un generador y un receptor por separado.

32
00:03:42,979 --> 00:03:50,879
Y gracias al proceso de calibración de medida, con un VNA podemos conseguir los mejores niveles de precisión de medida en componentes de RF.

33
00:03:51,939 --> 00:04:01,860
Por otra parte, la capacidad de caracterizar un dispositivo tanto en magnitud como en fase va a ser muy importante para entender el comportamiento del propio dispositivo.

34
00:04:02,199 --> 00:04:06,960
Por ejemplo, supongamos un dispositivo que será utilizado en una aplicación de comunicaciones,

35
00:04:07,099 --> 00:04:13,979
donde el principal objetivo es transportar una señal de un punto a otro con eficiencia tanto en potencia como en fidelidad a la señal.

36
00:04:14,560 --> 00:04:18,459
Bueno, pues el efecto de la distorsión de la señal debe ser tenido en cuenta,

37
00:04:19,120 --> 00:04:23,740
y aunque generalmente solemos considerar que la distorsión está causada por efectos no lineales,

38
00:04:23,740 --> 00:04:30,139
como por ejemplo productos de intermodulación, los sistemas puramente lineales también pueden introducir distorsión.

39
00:04:30,139 --> 00:04:38,259
Si el sistema lineal modifica la forma de onda en el tiempo, ya sea cambiando la amplitud o la fase, se estaría produciendo una distorsión en la señal.

40
00:04:38,980 --> 00:04:42,459
Vamos a ver una diferencia entre comportamiento lineal y no lineal con más detalle.

41
00:04:43,079 --> 00:04:48,360
En la parte superior, el dispositivo está haciendo modificaciones en magnitud y fase de la señal.

42
00:04:49,019 --> 00:04:54,680
Pero, como cualquier sinusoid que esté a la entrada del dispositivo va a salir con una amplitud cambiada y una fase cambiada,

43
00:04:54,680 --> 00:05:00,879
pero en la misma frecuencia no se van a crear nuevas señales, por lo que consideramos que el comportamiento va a ser lineal.

44
00:05:01,839 --> 00:05:10,019
Y vamos a considerar un comportamiento no lineal cuando hay cambios en frecuencia, por ejemplo, cuando hay un mezclador,

45
00:05:10,779 --> 00:05:17,819
y también lo consideramos cuando se crean nuevas componentes frecuenciales en forma de armónicos o productos de intermodulación,

46
00:05:18,339 --> 00:05:20,220
que es lo que estaríamos viendo en la parte inferior.

47
00:05:24,680 --> 00:05:29,279
lineal en la mayoría de las condiciones pueden presentar un comportamiento no lineal si la

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00:05:29,279 --> 00:05:34,439
entrada tiene demasiada potencia. Y esto va a ocurrir tanto en dispositivos pasivos, como filtros

49
00:05:34,439 --> 00:05:40,680
o conectores, como en dispositivos activos, como pueden ser amplificadores. Y claro, para considerar

50
00:05:40,680 --> 00:05:46,959
que una transmisión es lineal y libre de distorsión, la respuesta en amplitud del dispositivo debe de

51
00:05:46,959 --> 00:05:53,720
ser plana y la respuesta en fase debe de ser lineal en el rango de frecuencia deseado. Por ejemplo,

52
00:05:53,720 --> 00:06:04,180
Si consideramos una señal cuadrada con muchas componentes espectrales que se va a transmitir a través de un filtro paso-banda, el filtro paso-banda va a poder emitir y pasar unas frecuencias.

53
00:06:05,620 --> 00:06:08,660
Además, va a atenuar el resto de frecuencias.

54
00:06:09,439 --> 00:06:17,740
Si todas las componentes espectrales de interés de esa señal cuadrada están dentro de la banda de paso, ese filtro no me introduciría distorsión.

55
00:06:20,379 --> 00:06:23,579
¿Cuándo tendríamos una distorsión en magnitud o en fase?

56
00:06:23,720 --> 00:06:27,519
Voy a presentar un par de ejemplos para poder aclarar esto.

57
00:06:28,120 --> 00:06:34,839
Por ejemplo, tomemos la señal cuadrada que comentaba hace un momento y la hacemos pasar por un filtro.

58
00:06:36,379 --> 00:06:41,180
Incluso si este filtro va a tener una respuesta lineal en lo que es la fase,

59
00:06:41,939 --> 00:06:48,040
si las componentes espectrales que estén fuera de la banda de paso del filtro se ven atenuadas,

60
00:06:48,040 --> 00:06:50,519
lo que va a ocurrir es que la salida

61
00:06:50,519 --> 00:06:53,699
puede tener una señal senoidal

62
00:06:53,699 --> 00:06:54,839
en vez de tener una señal cuadrada

63
00:06:54,839 --> 00:06:57,660
es decir, de la señal original

64
00:06:57,660 --> 00:06:59,060
que tenía, en este caso

65
00:06:59,060 --> 00:07:01,259
por sencillez, tres componentes espectrales

66
00:07:01,259 --> 00:07:02,879
la primera y la tercera

67
00:07:02,879 --> 00:07:05,079
me las va a atenuar

68
00:07:05,079 --> 00:07:06,939
bueno, pues al final la que va a tener peso

69
00:07:06,939 --> 00:07:07,800
es la segunda

70
00:07:07,800 --> 00:07:11,220
y la respuesta final va a ser como si fuese

71
00:07:11,220 --> 00:07:12,519
un seno

72
00:07:12,519 --> 00:07:14,079
mientras que, bueno

73
00:07:14,079 --> 00:07:16,360
¿qué pasaría si

74
00:07:16,360 --> 00:07:28,379
Y lo que tengo es un filtro en el que lo único que cambia es la fase del tercer armónico, esa segunda componente frecuencial.

75
00:07:28,500 --> 00:07:38,699
Bueno, pues si me mantiene la amplitud de todas las componentes, pero esa otra, el tercer armónico, me lo cambia de fase,

76
00:07:38,899 --> 00:07:44,860
la respuesta final va a parecer un impulso, no la señal cuadrada que tenía originalmente.

77
00:07:44,860 --> 00:08:00,279
Entonces estos dos ejemplos son ejemplos bastante sencillos y predecibles. Normalmente la distorsión en la forma de onda va a aparecer de forma arbitraria en función de las no linealidades que tenga el dispositivo, ya sea en magnitud o en fase.

78
00:08:01,079 --> 00:08:04,319
Los dispositivos no lineales también pueden introducir distorsión.

79
00:08:04,319 --> 00:08:12,319
Por ejemplo, si saturamos un amplificador, la señal de salida se verá comprimida porque el amplificador no puede presentar la ganancia necesaria.

80
00:08:13,579 --> 00:08:21,319
La señal de salida, por tanto, ya no será un seno puro, tendrá otras componentes espectrales que hace que quede distorsionada.

81
00:08:21,319 --> 00:08:41,620
Los dispositivos pasivos también pueden mostrar un comportamiento no lineal cuando tenemos una potencia de entrada relativamente elevada. Por ejemplo, un filtro LC que utiliza inductores con núcleo magnético, si saturamos ese core magnético vamos a tener distorsiones.

82
00:08:41,620 --> 00:08:47,840
Porque, de hecho, los materiales magnéticos suelen presentar efectos de histéresis que son claramente no lineales.

83
00:08:48,500 --> 00:08:54,879
Y, bueno, lo que es la medida tanto de magnitud como de fase, pues es muy importante por muchos motivos.

84
00:08:55,419 --> 00:09:03,919
Primero, las medidas son necesarias para poder caracterizar completamente redes lineales y asegurar que la transmisión no va a presentar distorsión.

85
00:09:04,679 --> 00:09:13,120
Además, a la hora de diseñar redes eficientes de adaptación, es decir, cuando tenemos que adaptar dos impedancias,

86
00:09:13,740 --> 00:09:22,779
necesitamos poder medir la impedancia compleja de cada una de ellas para saber si esa transferencia de energía va a ser la máxima posible.

87
00:09:22,779 --> 00:09:28,080
Y además podemos ver esa impedancia en una carta de Smith, como veremos luego más adelante.

88
00:09:28,879 --> 00:09:35,639
Además, estos valores vectoriales van a ser necesarios para hacer una caracterización del comportamiento del dispositivo

89
00:09:35,639 --> 00:09:45,279
y los utilizaremos en herramientas de simulación, herramientas que nos permiten diseñar dispositivos mediante la simulación de distintos componentes.

90
00:09:45,700 --> 00:09:53,279
Cuanto más preciso sea el modelado del dispositivo, más precisa será la simulación en estas herramientas.

91
00:09:53,279 --> 00:09:58,200
En el cuarto punto lo que vemos es caracterización del dominio del tiempo

92
00:09:58,200 --> 00:10:04,960
Bueno, pues para poder hacer una transformada al dominio del tiempo necesitaremos también tener esa información vectorial

93
00:10:04,960 --> 00:10:13,840
Le he comentado antes que estos sistemas con una calibración pueden ofrecer unas prestaciones muy muy buenas

94
00:10:13,840 --> 00:10:18,320
Bueno, pues esa calibración es una corrección de error vectorial

95
00:10:18,320 --> 00:10:23,879
Y necesitamos información de magnitud y fase para poder realizar este tipo de calibración.

96
00:10:24,340 --> 00:10:32,320
Y por último, podemos utilizar la información vectorial para hacer una caracterización no lineal de componentes.

97
00:10:33,440 --> 00:10:38,080
Aunque lo que es el tema de parámetros X no va a ser parte del seminario de hoy.

98
00:10:38,720 --> 00:10:47,179
Otro de los conceptos fundamentales en el análisis de redes es la relación entre la señal incidente, la reflejada y la transmitida.

99
00:10:47,179 --> 00:11:03,559
Y una forma muy sencilla de entenderlo es con una analogía de lo que serían señales luminosas. Es decir, si yo tengo un haz de luz que incide en una lente, pues parte de esa energía será reflejada en la superficie de la lente, pero en condiciones ideales la mayor parte de esa energía se transmitirá.

100
00:11:04,559 --> 00:11:19,000
Si esta lente estuviera hecha de un material con pérdidas, parte de la luz será absorbida por la lente y si la lente tuviera superficies reflectantes, la mayoría de la luz se reflejaría y muy poco o nada quedaría transmitida.

101
00:11:19,620 --> 00:11:30,480
El mismo concepto se podría aplicar a señales de RF, excepto que la energía electromagnética que estaríamos tratando está en el rango de RF en vez de en rango óptico.

102
00:11:30,480 --> 00:11:35,580
Y, bueno, nuestros dispositivos son componentes y circuitos electrónicos en lugar de lentes o espejos.

103
00:11:36,220 --> 00:11:43,179
Los analizadores vectoriales de redes van a medir con precisión la energía incidente, la energía reflejada y la energía transmitida,

104
00:11:43,919 --> 00:11:49,080
permitiendo, mediante estas tres medidas, caracterizar el dispositivo bajo prueba.

105
00:11:49,919 --> 00:11:58,340
Y, bueno, pues la necesidad de transmitir con eficiencia señales de RF es una de las principales razones para utilizar líneas de transmisión.

106
00:11:58,980 --> 00:12:06,559
En frecuencias bajas, en las que la longitud de onda es mucho mayor que la distancia que va a recorrer esa señal por la línea de transmisión,

107
00:12:07,179 --> 00:12:10,460
pues un sencillo cable es más que suficiente para transportar la energía.

108
00:12:11,120 --> 00:12:19,019
La corriente va a fluir fácilmente por el cable y los valores de tensión y de corriente son estables sin importar en qué punto del cable estemos.

109
00:12:19,740 --> 00:12:29,419
Pero a altas frecuencias, la longitud de onda de las señales que se están transmitiendo es comparable o incluso más pequeña que la distancia recorrida.

110
00:12:29,419 --> 00:12:37,139
Y en este caso, la mejor forma de evaluar esa transmisión de energía es con términos de líneas de transmisión.

111
00:12:38,100 --> 00:12:46,919
Entonces, es crítico tener en cuenta que, para tener una transmisión sin pérdidas, es necesario que la línea de transmisión mantenga su impedancia característica.

112
00:12:46,919 --> 00:13:05,759
A esa impedancia característica la vamos a llamar Z0. Y de hecho, una línea de transmisión infinita se comportaría como una carga resistiva. Cuando la línea de transmisión termina en su impedancia característica, conseguiremos que se transmita la máxima potencia a la carga.

113
00:13:05,759 --> 00:13:11,759
Pero si la terminación no es esa Z0, parte de la señal transmitida se reflejará.

114
00:13:12,879 --> 00:13:19,860
Y esto refleja una situación en la que la envolvente de la tensión en la línea de transmisión va a variar en la distancia en el espacio.

115
00:13:20,340 --> 00:13:21,980
Luego vamos a ver unos ejemplos de esto.

116
00:13:22,860 --> 00:13:27,120
Las líneas de transmisión de RF se pueden hacer de muchas formas.

117
00:13:27,379 --> 00:13:35,039
Como por ejemplo, podemos hacer líneas coaxiales, guías de onda, cable para lo que es un par trenzado, coplanares, microscript, etc.

118
00:13:35,039 --> 00:13:42,419
Y los circuitos de RF que se utilizan en circuitos impresos suelen utilizar líneas de transmisión coplanares o microstrip.

119
00:13:42,960 --> 00:13:55,059
Esta impedancia característica describe la relación entre las ondas de corriente y de tensión transmitidas y va a ser función de las dimensiones de la línea y de la permitividad del material aislante que hemos utilizado.

120
00:13:55,679 --> 00:13:59,279
¿Y por qué solemos utilizar 50 ohmios como impedancia característica?

121
00:13:59,919 --> 00:14:08,100
Bueno, 50 ohmios es un compromiso entre la capacidad de la línea para transmitir potencia y la atenuación que va a sufrir la señal en la línea.

122
00:14:08,299 --> 00:14:17,379
Por ejemplo, para señales cuya potencia es relativamente baja y no queremos que se vea más atenuada, como por ejemplo señales de televisión que llegan desde la antena,

123
00:14:17,879 --> 00:14:23,879
se utiliza 75 ohmios para optimizar las pérdidas de una señal que ya de por sí es bastante débil.

124
00:14:23,879 --> 00:14:41,320
Y la capacidad máxima de transmisión de potencia suele ocurrir a unos 30 ohmios, por lo que una impedancia característica de 50 ohmios es un compromiso entre lo que serían las pérdidas que va a tener la línea de transmisión y la capacidad de transporte de energía que tendría.

125
00:14:41,759 --> 00:14:46,360
Por eso se suele utilizar ese valor, esos 50 ohmios, en la mayor parte de las comunicaciones de RF.

126
00:14:47,360 --> 00:15:01,460
La cantidad de reflexión que va a ocurrir en el dispositivo cuando lo caracterizamos va a depender de la impedancia que vea la señal incidente al llegar a ese dispositivo.

127
00:15:02,279 --> 00:15:09,659
Como cualquier impedancia puede ser representada por su parte real y su parte imaginaria, ya sea un r más jx o un g más jb,

128
00:15:10,460 --> 00:15:18,379
pues es posible dibujar esta impedancia en una cuadrícula en la que el eje horizontal sea la parte real y el eje vertical la parte imaginaria.

129
00:15:19,100 --> 00:15:23,259
Entonces, como un circuito abierto, pues básicamente es una impedancia infinita,

130
00:15:23,759 --> 00:15:28,139
pues puede ser complicado representarlo en este tipo de gráfica que veríamos a la izquierda.

131
00:15:28,860 --> 00:15:34,039
Entonces, en estas aplicaciones es más sencillo utilizar coordenadas polares

132
00:15:34,039 --> 00:15:44,000
que nos van a permitir representar el plano completo de impedancia al mostrar esta impedancia como un vector, es decir, como un módulo y una fase.

133
00:15:45,860 --> 00:15:57,399
Este vector dibujado en este diagrama, digamos que su módulo será la distancia a lo que sería el centro de la gráfica

134
00:15:57,399 --> 00:16:06,179
Y la fase será el ángulo con referencia al punto de la derecha del tóxico, que consideramos como origen, como esos cero grados.

135
00:16:07,039 --> 00:16:08,820
¿Qué pega tiene la representación polar?

136
00:16:09,500 --> 00:16:15,500
Pues que a la hora de ver el vector del coeficiente de reflexión o de transmisión,

137
00:16:16,059 --> 00:16:20,279
lo que es leer los valores de impedancia no es muy cómodo para verlo directamente.

138
00:16:20,279 --> 00:16:43,980
Y por suerte tenemos una correspondencia directa entre la impedancia compleja y lo que sería ese coeficiente de reflexión o transmisión, por lo que podemos pintar en lo que vamos a llamar una carta de Smith esas coordenadas polares y obtener, por tanto, una visualización muy sencilla de cuál sería esa impedancia.

139
00:16:44,539 --> 00:16:47,419
Entonces, ¿cómo creamos, cómo construimos esta carta de Smith?

140
00:16:48,019 --> 00:16:51,139
Pues de la carta de la izquierda, esa carta cartesiana,

141
00:16:51,700 --> 00:16:55,179
si lo que hacemos es llevar todos los infinitos al mismo punto,

142
00:16:55,960 --> 00:16:58,940
al final lo que estamos convirtiendo es una estructura más o menos cuadrada,

143
00:16:59,019 --> 00:16:59,940
una estructura circular.

144
00:17:00,759 --> 00:17:04,140
Y, bueno, repito, hemos llevado todos los infinitos a un mismo punto,

145
00:17:04,299 --> 00:17:05,420
en este caso a la derecha.

146
00:17:05,759 --> 00:17:11,359
Con lo cual, lo que antes eran líneas verticales de valor resistivo constante,

147
00:17:11,359 --> 00:17:17,059
ahora van a ser circunferencias tangentes en el infinito, en la derecha.

148
00:17:18,240 --> 00:17:23,220
Y lo que antes eran líneas horizontales de valor imaginario constante,

149
00:17:23,779 --> 00:17:28,160
ahora lo veremos como unos arcos que convergen a la derecha en el infinito,

150
00:17:28,299 --> 00:17:31,259
pero que se dispersan cuando vamos hacia la izquierda.

151
00:17:31,680 --> 00:17:34,299
Y esos serían los valores de parte imaginaria constante.

152
00:17:34,299 --> 00:17:51,480
De tal manera que es relativamente sencillo visualizar esa impedancia en la carta de Smith, en la que en la parte inferior van a ser comportamientos capacitivos y en la parte superior comportamientos inductivos.

153
00:17:52,240 --> 00:18:01,480
Es importante mencionar que lo que sería el origen, el centro de esta carta de Smith sería la impedancia característica,

154
00:18:02,359 --> 00:18:08,319
por lo tanto, la carta de Smith depende de la impedancia característica que estemos considerando.

155
00:18:08,980 --> 00:18:13,339
Normalmente 50 ohmios, pero si estuviéramos considerando otra impedancia distinta característica,

156
00:18:13,740 --> 00:18:16,940
el centro tendría que ser el valor de esa impedancia característica.

157
00:18:17,420 --> 00:18:20,299
A la derecha tendríamos un circuito abierto, un infinito.

158
00:18:21,480 --> 00:18:23,940
Y a la izquierda tendríamos un cortocircuito.

159
00:18:23,940 --> 00:18:32,759
Cuando estamos en condiciones de adaptación perfecta, la transmisión de energía entre dos componentes del circuito será máxima.

160
00:18:33,220 --> 00:18:38,220
Y para que una impedancia de fuente y una impedancia de carga estén perfectamente adaptadas,

161
00:18:39,200 --> 00:18:43,240
lo que tiene que ocurrir es que su impedancia compleja debe ser una a la conjugada de la otra,

162
00:18:43,319 --> 00:18:49,200
es decir, misma parte real y parte imaginaria cambiada de signo.

163
00:18:49,200 --> 00:18:58,720
¿Qué ocurriría cuando tenemos esa línea de transmisión y en su terminación tiene diferentes cosas?

164
00:18:58,859 --> 00:19:03,200
Vamos a empezar viendo qué pasa cuando tiene una impedancia característica.

165
00:19:03,759 --> 00:19:09,420
Y entonces, ya hemos comentado que cuando la impedancia característica es lo que se le presenta,

166
00:19:09,500 --> 00:19:14,720
pues está perfectamente adaptada y se va a transmitir toda la energía a la carga.

167
00:19:15,160 --> 00:19:22,720
Por tanto, ¿qué va a ocurrir? No va a haber ningún tipo de señal reflejada y es como si la línea de transmisión no tuviera ningún tipo de discontinuidad.

168
00:19:24,339 --> 00:19:35,619
Si nos fijamos en la envolvente de la señal que se está transmitiendo, pues veremos que no hay ningún tipo de onda estacionaria porque toda la energía se está transmitiendo en una única dirección.

169
00:19:36,240 --> 00:19:38,900
Y en la carta de Smith que veríamos, pues un punto en el centro.

170
00:19:39,599 --> 00:19:44,099
Vamos a considerar ahora un abierto o un corto.

171
00:19:44,599 --> 00:19:52,799
Entonces, si consideramos que al final de la línea de transmisión ponemos un cortocircuito, veremos que la energía no tiene por dónde ir.

172
00:19:53,359 --> 00:20:03,759
Y como no tiene por dónde ir, pues toda la energía se reflejaría hacia la fuente y para cumplir con la ley de Ohm, que nos dice que la caída de tensión en un cortocircuito es cero,

173
00:20:03,759 --> 00:20:10,400
lo que va a ocurrir es que esta tensión se va a reflejar en contrafase, es decir, misma magnitud, fase contraria,

174
00:20:10,839 --> 00:20:17,839
y por tanto veremos un punto a la izquierda de la carta de Smith. Estamos en contrafase.

175
00:20:18,799 --> 00:20:24,900
Bueno, si considerásemos que en vez de un cortocircuito tuviéramos un circuito abierto,

176
00:20:25,640 --> 00:20:33,539
lo que va a ocurrir es que para poder cumplir con la alivión, tendríamos que tener esa tensión máxima.

177
00:20:33,539 --> 00:20:38,380
Entonces, la señal se reflejará toda, una vez más, porque no tiene por dónde ir.

178
00:20:38,559 --> 00:20:46,440
Y lo que va a hacer es, esa reflexión va a ser en fase, para que esa tensión sea máxima.

179
00:20:46,960 --> 00:20:53,079
¿Qué ocurre? Pues que tendremos en la carta de Smith un punto a la derecha, en lo que sería 0 grados.

180
00:20:54,099 --> 00:20:57,000
¿Y cómo quedaría una impedancia intermedia?

181
00:20:57,000 --> 00:21:10,779
Bueno, pues, por ejemplo, un resistor de 25 ohmios, en este caso, parte de la energía transmitida se aceptará, se transmitirá, y parte de la energía se reflejará.

182
00:21:11,460 --> 00:21:22,759
Y al haber esa reflexión, tenemos que habrá dos señales viajando por la misma línea de transmisión en sentidos opuestos, lo que va a crear una onda estacionaria.

183
00:21:22,759 --> 00:21:26,059
y en esta onda estacionaria

184
00:21:26,059 --> 00:21:29,099
el máximo de tensión no sería tan elevado como en el caso anterior

185
00:21:29,099 --> 00:21:31,039
y tampoco habría nulos

186
00:21:31,039 --> 00:21:34,980
y bueno, este efecto de onda estacionaria

187
00:21:34,980 --> 00:21:37,660
es muy importante porque nos encontraremos que

188
00:21:37,660 --> 00:21:40,740
la impedancia en distintos puntos

189
00:21:40,740 --> 00:21:43,539
de esta línea de transmisión va a variar

190
00:21:43,539 --> 00:21:46,880
por tanto vamos a tener una impedancia aparente

191
00:21:46,880 --> 00:21:49,559
por ejemplo, si hiciéramos una medida a una distancia

192
00:21:49,559 --> 00:22:00,240
lambda cuartos de esa terminación, de esa carga de 25 ohmios, pues observaríamos que la impedancia, la línea de transmisión, sería de 100 ohmios en vez de 50,

193
00:22:00,859 --> 00:22:11,359
con lo cual, bueno, pues estamos teniendo un error. ¿Cómo veríamos en la carta de Smith estos tres valores? Bueno, pues es lo que estamos mostrando.

194
00:22:11,359 --> 00:22:29,220
En un equipo, una carga de Smith, la traza negra lo que me está mostrando es el circuito abierto, la traza azul lo que me está mostrando es el cortocircuito y la traza verde lo que me está mostrando es la adaptación perfecta.

195
00:22:30,259 --> 00:22:35,759
Bueno, hemos visto cómo quedarían las rondas electromagnéticas y ahora vamos a ver la terminología que vamos a usar.

196
00:22:35,759 --> 00:22:49,619
Entonces, en general, ¿qué terminología de VNA utilizamos para la señal incidente? Pues la llamaremos R o referencia. Mientras que a la señal reflejada la llamaremos A y a la transmitida la llamaremos B.

197
00:22:50,640 --> 00:22:59,720
Y por la relación que hay entre ellas, es decir, A partido por R nos va a dar el coeficiente de reflexión y B partido por R nos va a dar el coeficiente de transmisión.

198
00:23:00,519 --> 00:23:09,319
Estas características las vamos a poder representar de forma vectorial, magnitud y fase, o de forma escalar, solo magnitud, o bueno, utilizando solamente la fase.

199
00:23:09,960 --> 00:23:19,299
Por ejemplo, las pérdidas de retorno son un parámetro que lo utilizamos de forma escalar, mientras que la impedancia es un parámetro claramente vectorial.

200
00:23:19,980 --> 00:23:38,180
El hacer relaciones entre estas señales nos va a permitir realizar esas medidas de transmisión y reflexión que sean, por tanto, relativas y estaría aislado de cuál es la potencia absoluta o de qué variaciones en ese nivel de potencia puede tener la fuente a lo largo de la frecuencia.

201
00:23:38,960 --> 00:23:46,359
Y a esta relación, como he comentado, va a ser a partido de R para reflexión y de partido de R para transmisión.

202
00:23:46,359 --> 00:23:53,559
Si nos fijamos en la parte de reflexión, el término principal es el coeficiente de reflexión, gamma en este caso.

203
00:23:54,220 --> 00:24:00,779
Y este coeficiente es la relación entre la tensión de la señal reflejada y la tensión de la señal incidente.

204
00:24:01,200 --> 00:24:07,740
Lo podemos calcular de la forma mostrada, conociendo lo que sería la impedancia de carga y lo que es la línea de transmisión.

205
00:24:08,200 --> 00:24:12,539
La magnitud del coeficiente de reflexión se expresa como ρ.

206
00:24:13,400 --> 00:24:25,059
Si terminamos la línea de transmisión con una impedancia característica, toda la energía se transmitirá y, por tanto, la tensión de la señal reflejada será cero y la ρ también será cero.

207
00:24:25,700 --> 00:24:33,539
Como veremos después, las pérdidas de retorno serán infinitas porque no se refleja nada de la señal incidente y el coeficiente donde esta señal ya será 1.

208
00:24:33,539 --> 00:24:50,420
Cuando terminamos la línea de transmisión con un corto o con un abierto, toda la energía se refleja y por tanto Rho será 1, las pérdidas de retorno serán 0 porque toda la energía que hemos inyectado vuelve y el coeficiente de endesa accionaria sería infinito.

209
00:24:50,420 --> 00:25:02,220
Las pérdidas de retorno. Básicamente, ¿qué son? Pues es, al inyectar señal por este camino, al ponerle esa carga, cuánta de esa señal se pierde y no vuelve.

210
00:25:02,799 --> 00:25:11,240
Entonces, normalmente lo vamos a expresar en decibelios, en escalas logarítmicas. Y es una cantidad escalar.

211
00:25:12,240 --> 00:25:17,920
Y también, como se trata de pérdidas, el número siempre será un valor absoluto, un valor positivo.

212
00:25:17,920 --> 00:25:21,920
Y puede tomar valores entre cero para una desadaptación total.

213
00:25:22,059 --> 00:25:29,359
Es decir, no pierdo nada porque todo lo que inyecto vuelve, está totalmente desadaptado.

214
00:25:29,700 --> 00:25:34,740
O infinito, como la adaptación es perfecta, todo lo que inyecto es absorbido, no vuelve nada.

215
00:25:34,740 --> 00:25:43,980
Y lo que comentaba, dos ondas viajando en sentido opuesto por una misma línea de transmisión originarán una onda estacionaria.

216
00:25:44,359 --> 00:25:51,799
La relación de onda estacionaria, la ROE, que en inglés sería el Voltage Standing Wave Ratio,

217
00:25:52,539 --> 00:26:01,720
este término lo vamos a definir como el valor máximo de la envolvente de esa señal de RF que tenemos en línea de transmisión

218
00:26:01,720 --> 00:26:04,839
comparado con el valor mínimo que tenga la misma.

219
00:26:05,440 --> 00:26:08,119
Y lo calcularemos por 1 más rho partido por 1 menos rho.

220
00:26:08,220 --> 00:26:11,000
¿Qué ocurre? El coeficiente de reflexión es 1.

221
00:26:11,240 --> 00:26:14,900
Todo vuelve. Pues 2 partido por 0, infinito.

222
00:26:16,500 --> 00:26:19,039
El coeficiente de reflexión es 0.

223
00:26:19,420 --> 00:26:23,140
No vuelve nada. Pues 1 partido por 1 es 1.

224
00:26:23,140 --> 00:26:26,920
Por eso la ROE se mide entre 1 e infinito.

225
00:26:26,920 --> 00:26:36,740
Lo que sería el coeficiente de transmisión lo vamos a medir de una manera muy parecida, por no decir análoga, a lo que es el coeficiente de reflexión.

226
00:26:38,000 --> 00:26:50,279
Pero ahora es importante tener en cuenta que si el módulo de la señal transmitida es mayor que el módulo de la señal incidente, diremos que el dispositivo presenta una ganancia.

227
00:26:50,279 --> 00:26:57,519
Y si es al revés, pues, decimos que lo que tiene son pérdidas, es decir, una atenuación o unas pérdidas de inserción.

228
00:26:58,240 --> 00:27:08,819
Cuando las pérdidas de inserción se expresan en decibelios, bueno, pues, se añade un signo negativo en la ecuación, de forma que el valor resultante es siempre una cifra positiva.

229
00:27:09,359 --> 00:27:14,579
Y la fase del coeficiente de transmisión se le va a llamar fase de inserción.

230
00:27:15,500 --> 00:27:23,440
Aparte de pérdidas o ganancias, en los sistemas de comunicación las señales son variantes en el tiempo y ocupan un ancho de banda determinado.

231
00:27:24,200 --> 00:27:27,359
Por tanto, están formadas por muchas componentes frecuenciales.

232
00:27:27,859 --> 00:27:35,180
Es importante en estos casos determinar hasta qué punto el dispositivo bajo prueba va a alterar la señal causando distorsión,

233
00:27:35,480 --> 00:27:43,019
que es el caso que veíamos en la respuesta en fase de un filtro paso-banda cuando nos estaba alterando la señal transmitida.

234
00:27:43,019 --> 00:27:50,519
Pero sabiendo que la fase de inserción es un parámetro muy importante, vamos a ver cómo lo medimos.

235
00:27:51,000 --> 00:27:56,559
Entonces, si observamos la fase de inserción directamente, la traza no proporciona información útil a simple vista.

236
00:27:56,740 --> 00:28:04,880
Eso se debe a que la evolución de la fase presenta una pendiente negativa con respecto a la frecuencia debido a la longitud eléctrica del dispositivo.

237
00:28:05,440 --> 00:28:08,319
Cuanto más largo sea el dispositivo, pues más larga va a ser esta pendiente.

238
00:28:08,900 --> 00:28:14,480
Como solamente nos interesa lo que es la desviación de esta fase respecto a la linealidad,

239
00:28:15,140 --> 00:28:19,900
bueno, pues si eliminamos esa componente lineal de la evolución de la fase en frecuencia,

240
00:28:20,480 --> 00:28:27,799
podemos observar fácilmente cómo está evolucionando esta fase con respecto a la frecuencia en nuestro dispositivo bajo prueba

241
00:28:27,799 --> 00:28:31,019
y por tanto ver qué distorsión nos está aplicando.

242
00:28:31,019 --> 00:28:45,319
Y esto lo vamos a hacer combinando la fase que hemos medido con un retardo eléctrico para poder cancelar el efecto de la longitud eléctrica del dispositivo y observar, por tanto, de una manera sencilla cómo cambia la fase con respecto a lo ideal.

243
00:28:46,000 --> 00:28:55,460
Una traza creciente indicaría que el cambio de fase es más rápido que lo ideal. Una traza decreciente nos indicaría que el cambio de fase es más lento.

244
00:28:56,460 --> 00:29:09,759
Sin embargo, a la hora de ver si esto es muy rápido o poco rápido, pues tampoco tenemos una visualización muy muy muy clara.

245
00:29:10,279 --> 00:29:23,279
Entonces aquí es donde entraría en juego el retardo de grupo, que básicamente lo que nos va a medir es el tiempo de tránsito de una señal a través de un dispositivo frente a la frecuencia de esa señal.

246
00:29:23,279 --> 00:29:28,539
y lo vamos a calcular haciendo la derivada de la fase de inserción frente a la frecuencia.

247
00:29:28,819 --> 00:29:36,680
Es decir, digamos que el retardo de grupo es a la fase de inserción como la aceleración sería a la velocidad.

248
00:29:37,680 --> 00:29:41,259
Nos va a indicar cuánto de rápido está ocurriendo este cambio de fase.

249
00:29:42,059 --> 00:29:45,859
La porción lineal de la respuesta en fase se convierte a un valor constante,

250
00:29:46,519 --> 00:29:50,059
de forma que una fase estable se va a visualizar como una línea horizontal.

251
00:29:50,059 --> 00:30:00,220
Y las desviaciones con respecto a la evolución lineal de fase se van a transformar en desviaciones frente a un retardo de grupo constante.

252
00:30:00,779 --> 00:30:07,720
Aunque sigue siendo una representación de la distorsión de fase, nos la representa de una manera mucho más clara.

253
00:30:08,740 --> 00:30:17,859
Cuando estamos haciendo un retardo de grupo o cuando lo especificamos, es importante cuantificar la apertura con la que se realiza esta medida.

254
00:30:17,859 --> 00:30:23,339
Es decir, la apertura va a ser el incremento de frecuencia utilizado en el proceso diferencial.

255
00:30:24,000 --> 00:30:31,460
Si la apertura es más grande, el ruido de traza se va a reducir, pero tenemos menos resolución de retardo de grupo disponible.

256
00:30:32,000 --> 00:30:39,900
Digamos que estamos cogiendo incrementos más grandes y, por lo tanto, luego vamos a ver menos granularidad en el espacio.

257
00:30:39,900 --> 00:30:50,319
Y si estrechamos la apertura, es decir, cogemos incrementos más pequeños, vamos a tener mucha más resolución de medida, pero incrementaremos también el ruido en la traza.

258
00:30:50,960 --> 00:30:58,279
¿Y por qué estas dos medidas son importantes? Pues porque dependiendo del dispositivo, pues las dos pueden ser necesarias.

259
00:30:59,000 --> 00:31:07,980
Es decir, especificar el valor máximo pico a pico en el rizado de fase, pues no siempre es suficiente para caracterizar el comportamiento del dispositivo.

260
00:31:07,980 --> 00:31:21,359
Por ejemplo, las dos trazas rojas, la variación pico-pico de cada traza es idéntica, esa distancia entre esos dos picos, pero parece que la traza de la derecha presenta cambios más rápidos.

261
00:31:21,359 --> 00:31:39,720
Aquí es un ejemplo en el que es muy evidente. Si en ambos casos hacemos el retardo de grupo y, por tanto, esas trazas azules, vamos a ver que la traza de la izquierda presenta cambios en esas desviaciones de fase mucho más lentos y, por tanto, genera menor distorsión sobre mi señal.

262
00:31:39,720 --> 00:31:46,259
Entonces, con el retardo de grupo es muy sencillo visualizar este tipo de información.

263
00:31:46,480 --> 00:31:58,099
A la hora de caracterizar completamente el comportamiento de un dispositivo lineal de dos puertos, pues tenemos que hacer las medidas bajo condiciones específicas y calcular un conjunto de parámetros.

264
00:31:58,880 --> 00:32:08,140
Y estos parámetros se pueden utilizar para describir completamente el comportamiento del dispositivo, incluso bajo condiciones de carga diferentes a las que había cuando se hizo la caracterización.

265
00:32:08,140 --> 00:32:29,859
Y en lo que sería en bajas frecuencias, los parámetros más comunes, los H, Y o Z, me requieren de hacer una medida de la tensión total o de la corriente total en función de la frecuencia, tanto en los puertos de entrada como en los puertos de salida del dispositivo.

266
00:32:29,859 --> 00:32:34,460
Y es más, tendremos que aplicar cortos o abiertos como parte de la medida.

267
00:32:34,799 --> 00:32:40,200
Y extender este tipo de medidas a frecuencias más altas no es muy práctico.

268
00:32:40,539 --> 00:32:41,940
¿Y por qué no es muy práctico?

269
00:32:42,039 --> 00:32:48,279
Pues porque en frecuencias superiores es complicado medir la tensión total o la corriente total en los puertos de dispositivos.

270
00:32:48,380 --> 00:32:53,819
Es decir, no es tan sencillo como conectar un multímetro o una sonda de corriente y obtener medidas precisas

271
00:32:53,819 --> 00:33:00,480
pues debido tanto a la impedancia de las propias sondas como a la dificultad de colocar las sondas en los sitios adecuados.

272
00:33:01,099 --> 00:33:10,180
Entonces, bueno, pues también nos ocurre que los dispositivos activos pues pueden oscilar o dañarse al conectar pues abiertos o cortos.

273
00:33:10,759 --> 00:33:19,759
Por tanto, necesitamos utilizar otra forma de caracterizar las redes en alta frecuencia y vamos a usar un método que no tiene estos problemas.

274
00:33:19,759 --> 00:33:40,779
Y es precisamente para eso para lo que se desarrollaron los parámetros de dispersión o parámetros S. Estos parámetros tienen muchas ventajas, sobre todo frente a los que mencioné anteriormente, los H, Y o Z. ¿Por qué? Porque están directamente relacionados con medidas con las que estamos más familiarizados, como por ejemplo la ganancia, la atenuación o el coeficiente de reflexión.

275
00:33:40,779 --> 00:33:45,200
se definen en términos de tensión de las ondas de propagación

276
00:33:45,200 --> 00:33:47,099
y son relativamente sencillos de medir

277
00:33:47,099 --> 00:33:50,339
no requieren de la conexión de cargas al dispositivo bajo prueba

278
00:33:50,339 --> 00:33:53,859
y digamos que los parámetros S de varios dispositivos

279
00:33:53,859 --> 00:33:58,579
se pueden apilar en cascada para predecir el comportamiento general de su combinación

280
00:33:58,579 --> 00:34:03,740
es decir, si yo tengo varios dispositivos que he caracterizado con sus parámetros S

281
00:34:03,740 --> 00:34:05,480
y los conecto en serie

282
00:34:05,480 --> 00:34:15,179
yo voy a poder calcular el comportamiento equivalente del grupo que forman todos ellos combinando esos parámetros S.

283
00:34:16,000 --> 00:34:24,719
Si necesitásemos, por algún motivo, calcular los parámetros H, Y o Z, se puede hacer desde los parámetros S.

284
00:34:25,019 --> 00:34:26,460
Básicamente es matemáticas.

285
00:34:27,119 --> 00:34:34,030
Y lo que también es muy importante, es muy sencillo,

286
00:34:34,030 --> 00:34:48,849
Y lo que también es muy importante, es muy sencillo extraer estos parámetros S y exportarlos a herramientas de simulación que podremos utilizar en sistemas de diseño avanzado, como por ejemplo el software ADS de XAI.

287
00:34:48,849 --> 00:34:56,489
En definitiva, los parámetros S van a ser el lenguaje común entre herramientas de simulación y herramientas de medida.

288
00:34:56,489 --> 00:35:05,230
Un dispositivo de n puertos va a tener n al cuadrado parámetros S, por lo que un dispositivo de dos puertos tendrá cuatro parámetros S.

289
00:35:05,789 --> 00:35:14,150
Y la convención numérica para estos parámetros S es que el primer número hace referencia al puerto a donde está llegando esa señal.

290
00:35:14,670 --> 00:35:19,309
Es decir, si yo utilizo un 1, está llegando al puerto 1, si utilizo un 2, está llegando al puerto 2.

291
00:35:19,889 --> 00:35:26,150
Y el segundo número hace referencia a de dónde viene esa señal incidente.

292
00:35:26,489 --> 00:35:36,630
Es decir, para un parámetro S1-2 estaría viendo que la señal está llegando al puerto 1 y está siendo transmitida por el puerto 2.

293
00:35:36,750 --> 00:35:46,550
Es decir, sería una señal en inversa, mientras que un S2-1 es la transmisión indirecta, lo que está llegando al puerto 2 cuando generó por el puerto 1.

294
00:35:47,090 --> 00:35:54,630
Y si los dos números son idénticos, pues estamos hablando de una reflexión, lo que llega al puerto 1 cuando generó por el puerto 1, por ejemplo.

295
00:35:54,630 --> 00:36:10,269
Por tanto, en la ecuación de abajo, lo que serían las señales incidentes son las AES, A1, A2, y las señales que llegan, las reflejadas o transmitidas, serían esas B, B1 o B2.

296
00:36:11,570 --> 00:36:21,030
Esto es importante porque hay veces en las que, en un analizador virtual de redes, lo que queremos visualizar no es el parámetro S, sino la señal absoluta.

297
00:36:21,030 --> 00:36:31,269
Y entonces se lo tenemos que indicar al equipo, pues indicando si lo que quiero es tener la A o la B o la que sea de cada puerto.

298
00:36:32,110 --> 00:36:37,869
¿Cómo vamos a calcular estos parámetros S? Pues es muy sencillo. Tenemos dos ecuaciones con cuatro incógnitas.

299
00:36:38,329 --> 00:36:45,050
Con lo cual, para resolverla, tenemos que eliminar dos incógnitas del sistema de ecuaciones y para eso ponemos condiciones de contorno.

300
00:36:45,269 --> 00:36:50,829
Por ejemplo, cuando estemos transmitiendo en directa, nos vamos a asegurar de que no haya señal en inversa.

301
00:36:51,030 --> 00:37:01,829
Y al revés. Por tanto, si A2 vale 0, podemos calcular S11 y S21, como veríamos en las ecuaciones arriba a la derecha.

302
00:37:02,449 --> 00:37:07,489
En cambio, si A1 vale 0, bueno, pues podemos calcular el S12 y el S22.

303
00:37:08,449 --> 00:37:10,650
¿Cómo nos aseguraremos de estas condiciones de contorno?

304
00:37:10,650 --> 00:37:19,909
Bueno, pues lo que vamos a hacer es que pondremos una impedancia característica terminando esa línea de transmisión,

305
00:37:19,909 --> 00:37:27,590
Es decir, a la salida del dispositivo sería puerto 2 si estamos en directa o puerto 1 si estamos en inversa.

306
00:37:28,230 --> 00:37:35,869
Y esa impedancia característica y perfecta estaría dentro de mi analizador vectorial de redes.

307
00:37:37,550 --> 00:37:44,730
Esto nos va a permitir asegurar que A2 es cero en directa y que no hay una reflexión de esa carga ideal.

308
00:37:45,070 --> 00:37:49,429
Por tanto, el S1 sería equivalente al coeficiente de reflexión decidido en el puerto 1.

309
00:37:49,909 --> 00:37:59,230
o lo que es lo mismo, la impedancia de entrada en el puerto 1, y el S21 sería lo mismo que el coeficiente de transmisión en directa.

310
00:38:00,269 --> 00:38:05,849
Para lo que sean los parámetros S12 y S22, pues sería lo mismo, pero en inversa.

311
00:38:06,590 --> 00:38:15,130
La precisión de los parámetros S va a depender en gran medida de cómo de buena sea la terminación que aplicamos al puerto que no recibe el estímulo.

312
00:38:16,030 --> 00:38:28,530
Es decir, si esa carga no es perfecta, no se cumplirá que A1 o que A2 sean cero cuando deben serlo, introduciendo por tanto errores en la medida realizada.

313
00:38:29,170 --> 00:38:37,590
Y si no tenemos en cuenta que el dispositivo puede no tener una adaptación perfecta con nuestro analizador, pues estamos haciendo una medida con errores.

314
00:38:37,989 --> 00:38:43,110
Por eso es muy importante realizar corrección de errores mediante una calibración del equipo.

315
00:38:44,010 --> 00:38:49,210
En este ejemplo se trataría de una calibración a dos puertos. Luego más tarde hablaré de las calibraciones.

316
00:38:50,170 --> 00:38:55,929
Los parámetros S van a ser esencialmente los mismos parámetros que algunos de los términos que he mencionado anteriormente,

317
00:38:55,929 --> 00:39:00,150
como por ejemplo la adaptación de entrada o las pérdidas de inserción.

318
00:39:00,590 --> 00:39:07,889
Y es importante separar la definición fundamental de los parámetros S del formato que se utiliza para representarlos.

319
00:39:07,889 --> 00:39:19,710
Es decir, los parámetros S son inherentemente cantidades lineales vectoriales y se van a expresar como parejas de parte real y parte imaginaria o magnitud y fase.

320
00:39:20,230 --> 00:39:32,010
Sin embargo, no siempre es lo más útil visualizarlos como parejas complejas, con lo cual a menudo lo que queremos es visualizar solamente la magnitud o solamente la fase

321
00:39:32,010 --> 00:39:38,929
y muy a menudo en escala logarítmica, ya que nos va a ofrecer un mayor rango dinámico que una escala lineal.

322
00:39:39,530 --> 00:39:45,150
Los parámetros S no son precisamente nuevos, es decir, se iban utilizando en la industria desde hace mucho tiempo

323
00:39:45,150 --> 00:39:53,250
y es el diseño del analizador vectorial de redes lo que va a hacer su cálculo muy sencillo y eficiente.

324
00:39:53,809 --> 00:39:58,210
Vamos a ver ahora cómo sería la arquitectura de un VNA.

325
00:39:59,110 --> 00:40:03,429
Este que tenemos aquí es el diagrama de bloques simplificado de un VNA con dos puertos.

326
00:40:04,250 --> 00:40:07,269
Y se pueden apreciar los bloques principales de su arquitectura.

327
00:40:07,889 --> 00:40:11,170
Aunque las arquitecturas varían, hay elementos que están siempre presentes,

328
00:40:11,289 --> 00:40:15,630
como por ejemplo una fuente para el estímulo, los dispositivos de separación de señal

329
00:40:15,630 --> 00:40:19,929
para poder separar la señal incidente y la señal reflejada, receptores,

330
00:40:20,329 --> 00:40:22,849
un procesador para calcular los resultados de la medida, etc.

331
00:40:23,150 --> 00:40:25,369
Vamos a ver con detalle estos elementos.

332
00:40:25,369 --> 00:40:35,090
Lo que sería la fuente nos va a proporcionar el estímulo de nuestro sistema. Vamos a poder hacer un barrido en frecuencia o en potencia.

333
00:40:36,269 --> 00:40:52,190
Tradicionalmente los analizadores de redes utilizaban una fuente externa. Bueno, actualmente la fuente es interna y la mayoría de los VNADXAID utilizan fuentes sintetizadas que nos van a proporcionar una excelente resolución en frecuencia y una excelente estabilidad.

334
00:40:52,190 --> 00:41:15,070
Además, algunos analizadores vectoriales de redes van bastante más allá ofreciendo más de una fuente interna para poder hacer medidas de distorsión o tienen fuentes internas con sintetizador digital directo DDS que nos va a permitir realizar modulaciones vectoriales sin necesidad de que el modulador IQ sea analógico.

335
00:41:15,070 --> 00:41:29,829
Y esto nos va a mejorar muchísimo las prestaciones de la señal modulada. Es decir, nos va a permitir obtener purezas espectrales de 30 dB más libres de espurios que si tuviéramos un modulador IQ analógico.

336
00:41:30,309 --> 00:41:38,369
Con lo cual, son características avanzadas que son importantes de cara a cierto tipo de medidas.

337
00:41:38,369 --> 00:41:55,230
El siguiente bloque importante es el de separación de señal y el hardware que se utiliza para esta función normalmente se le llama test set. Este test set, ¿qué puede ser? Puede ser una caja externa o estar integrado en el analizador.

338
00:41:55,230 --> 00:42:16,130
De hecho, algunos VNAs, su test set interno lo tienen configurable y esto hace referencia a que se puede acceder a diversas partes de él para, por ejemplo, si quieres poner amplificadores de señal externos para tener un estímulo mayor de potencia de cara a tu dispositivo.

339
00:42:16,130 --> 00:42:19,809
O poner atenuadores cuando una señal de entrada es demasiado potente.

340
00:42:20,610 --> 00:42:26,889
O, bueno, en general, los test set configurables se utilizan en aplicaciones avanzadas.

341
00:42:27,389 --> 00:42:30,289
Hay dos funciones que nuestro analizador de señal debe cumplir.

342
00:42:30,510 --> 00:42:36,289
La primera es separar una porción de la señal incidente para que podamos medir esa señal de referencia.

343
00:42:37,530 --> 00:42:42,170
Y esto, bueno, lo podemos hacer mediante divisores de potencia o mediante acopladores direccionales.

344
00:42:42,170 --> 00:42:55,889
Los divisores suelen ser dispositivos resistivos, no son direccionales y suelen tener un gran ancho de banda. La contrapartida es que habitualmente presentan pérdidas de 6 dB o más en cada brazo.

345
00:42:56,750 --> 00:43:03,750
Los acopladores direccionales, por su parte, tienen muy bajas pérdidas de inserción a través de lo que sería el camino principal.

346
00:43:03,750 --> 00:43:10,789
Suelen tener muy buen aislamiento y directividad. Generalmente se utilizan en los VNAs de frecuencias superiores.

347
00:43:11,409 --> 00:43:19,570
Y su respuesta inherente, paso alto, lo suelen hacer no muy adecuados para rangos de frecuencia por debajo de los 40 MHz.

348
00:43:20,309 --> 00:43:25,570
La segunda función que deben realizar es separar la señal incidente de la reflejada.

349
00:43:26,150 --> 00:43:32,889
Para esta función, los acopladores direccionales son idóneos por sus bajas pérdidas y el gran aislamiento en inversa.

350
00:43:32,889 --> 00:43:48,969
Sin embargo, debido a la dificultad de hacer acopladores de gran ancho de banda, de banda ancha, a menudo se utilizan puentes en su lugar y los puentes funcionan desde DC pero presentan más pérdidas por lo que llegará menos señal al dispositivo.

351
00:43:48,969 --> 00:44:03,389
Un acoplador direccional es un dispositivo de separación de señal y cuando se aplica una señal a su entrada en directa una parte de la señal se encaminará por el brazo de acoplo y nos permitirá tener una referencia de esta señal.

352
00:44:03,389 --> 00:44:11,329
La potencia de esta señal acoplada es menor que la original según el factor de acoplo que tenga este acoplador direccional.

353
00:44:11,429 --> 00:44:21,070
Por ejemplo, si tenemos un acoplador direccional con un factor de acoplo de 10 dB y tenemos 0 dBm, es decir, 1 mW de nivel de entrada,

354
00:44:21,650 --> 00:44:27,409
la señal acoplada será de menos 10 dBm, es decir, de 100 µW.

355
00:44:27,409 --> 00:44:44,610
La potencia en el camino directo del acoplador será igual a la potencia de entrada menos las pérdidas por acoplo. Por ejemplo, para lo que decía antes, que tenía 1 mW de entrada, factor de acoplo de 10 dB, y la potencia en el brazo directo serán 900 µW.

356
00:44:45,510 --> 00:45:02,449
Otra especificación clave cuando se utilizan los acopladores direccionales es la directividad, y este parámetro nos va a indicar la diferencia entre el factor de acoplo indirecta y las fugas en inversa, y nos indica la separación entre señales y esas fugas no deseadas.

357
00:45:02,449 --> 00:45:26,829
Entonces, los dispositivos reales, por desgracia, no son perfectos. Por tanto, si examinamos detenidamente las prestaciones de un acoplador direccional de tres puertos, lo que veremos es que la señal que viaja en inversa, de forma ideal, no debería aparecer en el brazo de acoplo, pero lo que ocurre en realidad es que algo de potencia se filtra debido a que el aislamiento no es infinito.

358
00:45:26,829 --> 00:45:40,530
Como comentaba, uno de los parámetros más importantes de un acoplador es su directividad y va a indicar la capacidad que tiene para separar señales que viajan en la misma línea de transmisión pero en sentidos opuestos.

359
00:45:41,090 --> 00:45:53,750
Y vamos a definir esta directividad como el aislamiento menos el factor de acoplo en directa menos las pérdidas en el brazo directo y todas estas magnitudes las expresaremos en decibelios.

360
00:45:53,750 --> 00:46:13,429
Otro de los dispositivos que se utiliza para separar señales reflejadas es el puente direccional. Su funcionamiento es similar a un puente Wheatstone y si los cuatro brazos tienen la misma resistencia, en este caso 50 ohmios, si estamos conectados al puerto del analizador, bueno, pues aparecerá un nulo de tensión al medir.

361
00:46:13,429 --> 00:46:16,690
y diremos que el puente está equilibrado.

362
00:46:17,150 --> 00:46:21,530
Pero si la carga que hemos puesto en el puerto analizador no es 50 ohmios,

363
00:46:22,030 --> 00:46:27,550
entonces la tensión en el puente será proporcional a la desadaptación que muestra el dispositivo

364
00:46:27,550 --> 00:46:29,889
y el puente estaría desequilibrado.

365
00:46:29,889 --> 00:46:33,789
Por tanto, si medimos la magnitud y la fase en el puente,

366
00:46:34,250 --> 00:46:38,630
podemos medir la impedancia compleja que ha sido conectada al puerto de entrada.

367
00:46:38,630 --> 00:46:46,329
La directividad del puente es la proporción entre la condición óptima de equilibrio

368
00:46:46,329 --> 00:46:50,789
y la peor condición de equilibrio, es decir, un circuito abierto o un corto

369
00:46:50,789 --> 00:46:54,550
El efecto de esta directividad en la incertidumbre de medida

370
00:46:54,550 --> 00:46:58,670
es exactamente el mismo que comentaba para los acopladores

371
00:46:58,670 --> 00:47:01,909
Vale, vamos a pasar ahora a la parte de los receptores

372
00:47:01,909 --> 00:47:05,610
En receptores puedo utilizar un receptor de gran ancho de banda

373
00:47:05,610 --> 00:47:08,369
como podría ser un diodo, un sensor de potencia

374
00:47:09,210 --> 00:47:17,309
Pero claro, primero sería escalar y segundo, al tener un gran ancho de banda, pues el rango dinámico se vería severamente mermado.

375
00:47:17,989 --> 00:47:23,389
¿Qué ocurre? Que para tener mejor calidad lo que voy a utilizar es un receptor sintonizado.

376
00:47:23,730 --> 00:47:29,429
¿Qué voy a conseguir con un receptor sintonizado? Primero, una mejor sensibilidad y un mayor rango dinámico.

377
00:47:29,429 --> 00:47:38,730
porque vamos a tener ese filtro de IF que nos va a permitir, al estrecharlo, reducir considerablemente el suelo de ruido,

378
00:47:39,309 --> 00:47:45,929
que esto está directamente relacionado con la sensibilidad, esto lo veíamos en el seminario de fundamentos de análisis de espectro,

379
00:47:46,809 --> 00:47:57,429
y además el que estemos con ese receptor sintonizado me va a permitir rechazar señales no deseadas.

380
00:47:58,289 --> 00:48:06,630
Básicamente es como si el analizador vectorial de redes tuviera un analizador de espectro en cada uno de estos receptores o detectores.

381
00:48:07,309 --> 00:48:17,710
El rango dinámico de la medida se puede mejorar, además, incrementando la potencia de la señal que estamos utilizando como estímulo.

382
00:48:18,090 --> 00:48:23,949
También se puede utilizar un filtro de IF más estrecho o incluso podemos aplicar un promediado.

383
00:48:23,949 --> 00:48:42,130
Y estas dos últimas técnicas van a ofrecernos un compromiso entre la velocidad de barrido y el suelo de ruido. Es decir, cuanto más estrechemos ese filtro de IF, más lento vamos a ir y si hacemos promediado, como tenemos que adquirir varias veces para poder promediar, pues también vamos un poco más lento.

384
00:48:42,130 --> 00:48:59,889
En ambos casos vamos a reducir el ruido y en este caso el promediado reduce el ruido porque estamos utilizando datos vectoriales, a diferencia de un analizador escalar en el que simplemente reduciríamos la variabilidad del ruido cuando activamos un promediado.

385
00:49:00,489 --> 00:49:06,570
No tenemos una información de fase que nos permita mejorar considerablemente esa sensibilidad.

386
00:49:07,449 --> 00:49:14,989
Además, la naturaleza de banda estrecha de un receptor sintonizado, que nos va a incrementar ese rango dinámico, como decía,

387
00:49:15,510 --> 00:49:23,190
también nos va a eliminar esas señales no deseadas, esos armónicos, esos espurios, que nos podrían introducir un error en la medida.

388
00:49:24,210 --> 00:49:31,670
Con lo cual, esa señal de RF se va a pasar a la frecuencia intermedia, IF, y se va a filtrar.

389
00:49:32,389 --> 00:49:42,750
En el siguiente gráfico, lo que estoy mostrando es el diagrama de bloques de un analizador vectorial de redes moderno, en mi caso, un PNAX de dos puertos.

390
00:49:43,530 --> 00:49:52,349
En él están todos los bloques que comentaba anteriormente, por ejemplo, la parte de separación de señal en cada puerto, el test configurable en cada puerto,

391
00:49:52,349 --> 00:49:56,889
con sus acopladores de referencia, sus receptores, las fuentes, en fin.

392
00:49:57,369 --> 00:50:02,969
También hay elementos que quizá no he comentado, como pueden ser los detonadores en los receptores,

393
00:50:03,210 --> 00:50:07,389
los VST, generadores de pulso, incluso receptores de bajo ruido,

394
00:50:08,010 --> 00:50:12,550
y estos son elementos que también son bastante importantes para medidas avanzadas.

395
00:50:13,050 --> 00:50:20,650
Por ejemplo, si tenemos como dispositivo bajo prueba un amplificador que tiene una ganancia muy muy grande,

396
00:50:21,269 --> 00:50:28,309
Nosotros podríamos atenuar la señal de entrada al dispositivo después de haber separado la señal,

397
00:50:28,309 --> 00:50:37,269
de tal manera que nuestro estímulo original lo separamos para tener una referencia clara de cuál es esa señal de referencia

398
00:50:37,269 --> 00:50:46,750
y luego reducimos la potencia de señal de referencia a un nivel adecuado para que al pasar por amplificador y ser amplificada

399
00:50:46,750 --> 00:50:50,690
no dañásemos después los receptores.

400
00:50:51,849 --> 00:50:56,989
Bueno, pues eso es una de las posibilidades que nos daría ese test set configurable.

401
00:50:58,369 --> 00:51:02,849
Y, bueno, pues un combinador de señal integrado, como podemos tener,

402
00:51:03,409 --> 00:51:10,769
también lo que nos va a permitir es simplificar muchísimo una medida de distorsión

403
00:51:10,769 --> 00:51:15,750
o de parámetros no lineales en las que necesitamos combinar esos dos estímulos.

404
00:51:15,750 --> 00:51:20,610
y de tal manera que, además, existen switches integrados,

405
00:51:20,610 --> 00:51:24,190
como todos los integrados, que nos van a permitir encaminar cualquiera de las dos fuentes

406
00:51:24,190 --> 00:51:27,050
hacia la entrada o a la salida del dispositivo,

407
00:51:27,530 --> 00:51:30,230
controlando la magnitud y la fase de cada una de las fuentes

408
00:51:30,230 --> 00:51:35,230
para lo que necesitamos, que normalmente van a ser para medidas avanzadas.

409
00:51:37,250 --> 00:51:41,929
Y, bueno, el último bloque clave, que no se ve aquí en este diagrama de bloques,

410
00:51:42,070 --> 00:51:43,550
sería la parte del procesador.

411
00:51:44,210 --> 00:51:50,269
Entonces, la parte de procesado y representación es donde los datos de transmisión y reflexión van a ser tratados

412
00:51:50,269 --> 00:51:54,929
y se van a presentar en el formato deseado para simplificar la interpretación de la medida.

413
00:51:55,869 --> 00:51:58,889
Entonces, la mayor parte de los analizadores de redes tienen funcionalidades similares,

414
00:51:58,889 --> 00:52:03,090
como barridos lineales o logarítmicos en lo que sea el barrido en frecuencia,

415
00:52:03,650 --> 00:52:08,409
o formatos de datos lineales, formatos logarítmicos, diagramas polares, cartas de Smith, etc.

416
00:52:08,409 --> 00:52:25,949
Pues otros datos comunes pueden ser marcadores de trazas, líneas límite, pruebas de paso-fallo. En esta pantalla, por ejemplo, es una medida hecha con un ENA, un E5080B, y lo que se ha hecho es una medida de un filtro.

417
00:52:26,650 --> 00:52:43,449
Otro dato importante son los canales. En un analizador vectorial de redes, los canales son configuraciones independientes del hardware que me va a permitir hacer barridas en cada una de estas configuraciones independientes de forma secuencial.

418
00:52:44,230 --> 00:52:50,110
De hecho, puedo configurar los triggers de cada canal de la manera que quiera. Uno lo puedo tener en single, otro lo puedo tener en continuo, lo que fuese.

419
00:52:50,110 --> 00:53:00,510
y yo voy a ir barriendo todos estos canales y presentando toda esta información simultáneamente en la pantalla como si fuese muchos equipos a la vez.

420
00:53:00,510 --> 00:53:04,489
Pero es un único equipo, son configuraciones diferentes del mismo equipo.

421
00:53:04,929 --> 00:53:16,329
Por ejemplo, en este gráfico, la ventana de arriba a la izquierda, la ventana número 1, lo que tiene es medidas en el primer canal en el que se ha hecho un barrido con un span de 30 MHz,

422
00:53:16,329 --> 00:53:23,170
de ese filtro paso-banda y se ponen ahí los cuatro parámetros S, como está conectado entre el puerto 1 y el puerto 4,

423
00:53:23,289 --> 00:53:28,170
tenemos el S1-1, el S4-1, el S1-4, el S4-4.

424
00:53:30,070 --> 00:53:39,429
En la segunda ventana, arriba a la derecha, lo que tenemos es un segundo canal en el que el barrido se ha hecho en 30 MHz de recorrido,

425
00:53:39,429 --> 00:53:46,150
es un recorrido menor, se está utilizando 1001 puntos en la frecuencia y se ha puesto un marcador en el que se le ha dicho

426
00:53:46,150 --> 00:53:51,369
que calcula automáticamente la figura de mérito de ese filtro.

427
00:53:51,789 --> 00:53:55,010
¿Cuál es su caída a 3 dB? ¿Qué ancho de banda me presenta? ¿Qué calidad?

428
00:53:55,769 --> 00:53:57,329
¿Cuál sería su frecuencia central?

429
00:53:57,949 --> 00:54:01,670
Mientras que, por ejemplo, abajo a la izquierda, estamos volviendo al canal 1,

430
00:54:02,210 --> 00:54:09,090
pero en ese canal 1 tendríamos una quinta y sexta traza en la que estoy mostrando en carta de Smith

431
00:54:09,090 --> 00:54:12,849
la reflexión en la entrada y la reflexión en la salida.

432
00:54:12,849 --> 00:54:32,130
Es decir, la impedancia de entrada y la impedancia de salida de ese filtro. Y abajo a la derecha tenemos un tercer canal en el que el recorrido de frecuencia es prácticamente 6 gigas y estoy viendo ese primer pico que es mi banda de paso fundamental de mi filtro y estoy teniendo unos armónicos que puede presentar.

433
00:54:32,130 --> 00:54:47,550
Y, bueno, pues en este caso he decidido utilizar 16 divisiones en lo que sería la división vertical, de tal manera que puedo estar mostrando el maravilloso rango dinámico que yo estoy teniendo en mi medida.

434
00:54:47,949 --> 00:54:54,570
Estoy representando desde 0 hasta menos 160 y estoy viendo que mi rango dinámico en mi señal es de prácticamente 140 dB.

435
00:54:54,570 --> 00:55:03,989
Y bueno, pues visto esto, vamos a pasar ahora a cómo serían los modelos de error y lo que es el proceso de calibración.

436
00:55:06,500 --> 00:55:08,880
Entonces, ¿por qué calibramos?

437
00:55:09,019 --> 00:55:20,360
Los VNA tienen una gran precisión de medida, pero para poder conseguirla es importante aplicar una técnica matemática llamada corrección vectorial de errores, a la que comúnmente llamamos calibración.

438
00:55:20,360 --> 00:55:23,320
es importante indicar

439
00:55:23,320 --> 00:55:24,719
que no es

440
00:55:24,719 --> 00:55:27,139
esta calibración la revisión

441
00:55:27,139 --> 00:55:29,179
anual que se hace del equipo

442
00:55:29,179 --> 00:55:30,440
en un laboratorio de calibración

443
00:55:30,440 --> 00:55:32,880
esa es una revisión

444
00:55:32,880 --> 00:55:34,840
en la que se verifica que el equipo cumple con

445
00:55:34,840 --> 00:55:37,059
explicaciones, etc, etc, pues como cuando

446
00:55:37,059 --> 00:55:38,179
vas a una revisión médica

447
00:55:38,179 --> 00:55:41,199
esto es, estoy hablando

448
00:55:41,199 --> 00:55:43,119
de un proceso

449
00:55:43,119 --> 00:55:45,179
en el que voy a

450
00:55:45,179 --> 00:55:46,980
eliminar fuentes de errores

451
00:55:46,980 --> 00:55:49,320
si buscásemos una analogía

452
00:55:49,320 --> 00:55:57,860
sería como cuando tengo una balanza y lo que hago es pongo el plato, hago una tara, es decir, elimino el peso que me aporta ese plato

453
00:55:57,860 --> 00:56:00,019
para luego ya pesar el producto que quiero pesar.

454
00:56:00,699 --> 00:56:09,340
Entonces estoy corrigiendo los errores sistemáticos y predecibles para poder eliminarlos de mi resultado de medida.

455
00:56:10,039 --> 00:56:15,699
Esta corrección vectorial de errores lo que va a hacer es compensar factores propios del analizador,

456
00:56:15,699 --> 00:56:30,159
como pueda ser la directividad de los acopladores o efectos que no sean del analizador, sino de los elementos que ponemos entre el analizador o los puertos del analizador y el plano de calibración.

457
00:56:30,519 --> 00:56:37,119
Y el plano de calibración será aquel punto donde conectemos los estándares para realizar esta calibración.

458
00:56:37,860 --> 00:56:42,639
E idealmente debería ser el mismo punto donde pongamos el dispositivo bajo prueba.

459
00:56:42,639 --> 00:57:00,639
Esta calibración es muy importante para que el analizador vectorial de redes nos pueda presentar una información de alta precisión. ¿Y por qué? Pues porque es imposible hacer un hardware perfecto. Y realizar un hardware muy, muy, muy bueno, casi perfecto, es muy caro.

460
00:57:00,639 --> 00:57:11,800
Entonces, existiendo estos procesos, es posible crear un hardware más económico que me ofrezca la calidad de medida necesaria a un precio razonable.

461
00:57:12,400 --> 00:57:25,820
Entonces, esta calibración, esta corrección vectorial de errores, nos va a ofrecer un equilibrio razonable entre prestaciones del hardware, precio y prestaciones generales del sistema, incluyendo los efectos de la calibración.

462
00:57:25,820 --> 00:57:30,800
También es importante identificar dónde tengo el cuello de botella en mi sistema.

463
00:57:30,800 --> 00:57:39,920
Es decir, de nada me sirve tener un hardware extraordinariamente bueno y un sistema de corrección vectorial de errores extraordinariamente bueno

464
00:57:39,920 --> 00:57:49,599
si luego los cables que yo estoy teniendo entre mi analizador y mi punto de medida son tan malos que al final lo que voy a medir son los cables y no el dispositivo de bajo prueba.

465
00:57:49,599 --> 00:58:19,280
Es decir, si la calidad del hardware es mala, la corrección vectorial no va a poder evitar todos los efectos. El sistema no va a hacer milagros. Es necesario disponer de un hardware, accesorios y kit de calibración de una calidad acorde y más o menos homogénea y, por supuesto, acorde a la precisión de medida deseada.

466
00:58:19,280 --> 00:58:33,519
Si consideramos los principales contribuidores de la medida, los tres principales contribuidores serían errores sistemáticos, errores aleatorios y errores por deriva.

467
00:58:34,500 --> 00:58:44,159
Entonces, calibrar un sistema de medida basado en un VNA va a eliminar el mayor contribuidor a la incertidumbre de medida, que no es otro que los errores sistemáticos.

468
00:58:44,840 --> 00:58:48,260
Estos errores sistemáticos son repetibles y no son aleatorios.

469
00:58:48,260 --> 00:58:55,679
Es decir, los podemos medir, podemos predecirlos y podemos eliminarlos del resultado de medida con algoritmos matemáticos.

470
00:58:56,480 --> 00:59:07,460
Y un sistema de calidad basado en un VNA con corrección vectorial de errores nos va a proporcionar la mejor imagen de las prestaciones reales de un dispositivo bajo prueba.

471
00:59:07,460 --> 00:59:22,880
Y podríamos decir que un analizador vectorial de redes es tan bueno como lo sea su calibración. Por eso Keysight invierte un gran esfuerzo en ofrecer la selección más completa y de mejor calidad para lo que sería la calibración de estos sistemas.

472
00:59:23,440 --> 00:59:36,280
Es importante recordar que la calibración no va a eliminar errores aleatorios o de deriva. Los errores aleatorios no son predecibles, con lo cual, como van a variar en el tiempo de forma aleatoria, pues no los puedo eliminar.

473
00:59:36,539 --> 00:59:44,539
El principal contribuidor a los errores aleatorios es el ruido de la instrumentación, ya sea ruido de fase, ruido de receptor, ruido de IF, etc.

474
00:59:44,960 --> 00:59:53,119
Por lo que cuanto mayor calidad tenga el hardware que estamos utilizando, menor será el peso de esta fuente de error sobre la incertidumbre de mi medida.

475
00:59:54,119 --> 00:59:59,579
Y los errores de deriva se deben al cambio de prestaciones que tiene el sistema de pruebas tras la calibración.

476
00:59:59,579 --> 01:00:14,139
Es decir, una vez que yo he calibrado, el sistema va a ir teniendo una deriva que será causada principalmente por variaciones de temperatura y para eliminarla lo que puedo hacer es volver a calibrar.

477
01:00:15,460 --> 01:00:28,099
Entonces, vuelvo a calibrar cuando la calibración me ha envejecido y el envejecimiento de una calibración va a depender en gran medida de la deriva que tenga el sistema en el entorno de uso.

478
01:00:28,099 --> 01:00:35,860
Es decir, disponer de una temperatura ambiente muy estable, controlada, nos va a permitir minimizar la deriva del sistema.

479
01:00:36,219 --> 01:00:43,840
Como también me lo va a permitir el decir, bueno, pues yo he encendido mi equipo, le he dejado sus 30 minutos o lo que necesite de calentamiento

480
01:00:43,840 --> 01:00:48,119
y opero con él cuando ya está en su temperatura estable de calentamiento.

481
01:00:49,380 --> 01:00:54,480
Todo este tipo de cosas nos va a permitir minimizar esos errores de deriva.

482
01:00:54,480 --> 01:01:02,619
En esta transparencia lo que estoy mostrando son los principales errores sistemáticos asociados con el analizador vectorial de redes.

483
01:01:03,159 --> 01:01:10,199
Y los errores relacionados con las filtraciones de señal van a ser lo que es la directividad y ese crosstalk.

484
01:01:11,260 --> 01:01:20,559
Los errores relacionados con reflexiones de la señal van a ser la desadaptación que tengamos en la fuente y la desadaptación que tengamos en la carga.

485
01:01:20,559 --> 01:01:33,519
Y bueno, el último tipo de errores está relacionado con la respuesta en frecuencia de los receptores y se llaman errores de seguimiento o errores de tracking, tanto en transmisión como en recepción.

486
01:01:34,519 --> 01:01:47,239
Y esto es porque yo, como tengo dos receptores distintos y a cada uno de ellos, yo le he dicho, bueno, pues esta es mi frecuencia de referencia,

487
01:01:47,460 --> 01:01:54,119
o mi base de tiempos, bueno, pues ellos se van a acoplar a esa frecuencia de referencia y se ajustarán lo mejor que puedan.

488
01:01:54,119 --> 01:02:01,480
pero con el tiempo pueden tener una deriva, una desviación.

489
01:02:02,079 --> 01:02:07,579
Bueno, pues si tienen una deriva o una desviación, ese error de tracking lo vamos a poder corregir.

490
01:02:09,260 --> 01:02:14,420
Muy bien, el modelo de corrección vectorial de dos puertos, un full-to-port,

491
01:02:14,539 --> 01:02:18,900
nos va a incluir estos seis términos en directa y otros tantos en inversa

492
01:02:18,900 --> 01:02:27,719
para tener un total de 12 términos de corrección, 12 términos de error para lo que sería una corrección de dos puertos.

493
01:02:28,940 --> 01:02:35,619
Los principales métodos de corrección de errores que pueden hacerse van a ser correcciones de respuesta, es decir, normalización.

494
01:02:36,260 --> 01:02:39,719
Y la otra opción son correcciones vectoriales.

495
01:02:39,719 --> 01:02:48,480
La calibración de respuesta es muy sencilla de realizar, pero solamente nos va a corregir alguno de los 12 errores disponibles.

496
01:02:48,480 --> 01:02:54,280
Concretamente lo que nos va a quitar son errores principalmente de tracking, de seguimiento

497
01:02:54,280 --> 01:03:00,280
La corrección y respuesta es básicamente una normalización donde se utiliza una medida como referencia

498
01:03:00,820 --> 01:03:05,460
se almacena en memoria y el resto de medidas se comparan contra ella

499
01:03:05,460 --> 01:03:15,340
Mientras que la corrección vectorial lo que va a necesitar es que mi analizador pueda hacer una medida de magnitud y fase

500
01:03:15,340 --> 01:03:23,099
una medida vectorial, y requiero de unos estándares, de unos patrones utilizados para esa calibración.

501
01:03:24,559 --> 01:03:32,539
La gran ventaja de la corrección vectorial es que tiene en cuenta estos 12 errores sistemáticos que comentaba,

502
01:03:32,599 --> 01:03:39,460
es decir, tiene en cuenta los principales errores sistemáticos y me va a ofrecer, por tanto, medidas de gran precisión.

503
01:03:40,159 --> 01:03:43,519
¿Cómo voy a hacer esa corrección vectorial?

504
01:03:43,519 --> 01:03:50,519
Bueno, pues este proceso va a caracterizar los errores sistemáticos teniendo como referencia la medida de unos patrones de calibración.

505
01:03:51,619 --> 01:04:03,280
Y las desviaciones frente al resultado de medida esperado cuando ponemos los patrones en el plano de calibración se van a deber principalmente a los errores sistemáticos de mi sistema de medida.

506
01:04:03,880 --> 01:04:08,360
que va a incluir todo, el sistema de medidas va a incluir todo lo que esté entre el plano de calibración,

507
01:04:08,780 --> 01:04:11,980
que es donde vamos a poner estos patrones, y el analizador.

508
01:04:13,739 --> 01:04:20,440
Una vez que estos errores son cuantificados, sus efectos pueden ser eliminados matemáticamente de medidas posteriores.

509
01:04:20,619 --> 01:04:27,079
Y estos términos de error se pueden expresar como vectores, ya que tienen una componente de magnitud y otra de fase.

510
01:04:27,079 --> 01:04:33,440
Como cualquier sistema de pruebas es afectado por más de una causa de errores

511
01:04:33,440 --> 01:04:39,139
es necesario poner varios patrones para poder compensar todas estas causas

512
01:04:39,139 --> 01:04:43,559
Los patrones utilizados durante la calibración pueden ser elementos pasivos

513
01:04:43,559 --> 01:04:46,500
como dispositivos mecánicos, como veríamos en la imagen a la derecha

514
01:04:46,500 --> 01:04:49,059
un kit mecánico de calibración

515
01:04:49,059 --> 01:04:55,619
y esos kits pueden ser los conocidísimos abierto, corto, carga, through, etc.

516
01:04:55,619 --> 01:05:14,019
También llamados SOLT. Y también podrían ser impedancias arbitrarias conocidas y se van a conmutar de manera electrónica con un elemento como, por ejemplo, un kit de calibración electrónico, que sería lo que vemos en la imagen en la parte inferior.

517
01:05:16,170 --> 01:05:24,269
Podemos utilizar la calibración, la corrección vectorial para eliminar errores de medidas a un puerto.

518
01:05:24,869 --> 01:05:27,150
Y en este caso estaríamos ante medidas de reflexión.

519
01:05:27,650 --> 01:05:36,389
Y por tanto los errores que se eliminarían serían directividad, desadaptación de fuente y lo que sería el seguimiento de reflexión, el reflection tracking.

520
01:05:37,309 --> 01:05:44,170
La calibración full to port a dos puertos se va a realizar cuando queremos hacer medidas de reflexión y medidas de transmisión.

521
01:05:44,170 --> 01:05:58,309
Y nos va a permitir corregir los 12 errores que comentábamos. Pero, en cualquiera de los dos casos, como estamos midiendo patrones, es fundamental indicar al analizador qué patrones estamos usando.

522
01:05:58,309 --> 01:06:02,539
reitero, indicar

523
01:06:02,539 --> 01:06:04,739
cuál es el kit de calibración que se está usando

524
01:06:04,739 --> 01:06:06,539
y de entre

525
01:06:06,539 --> 01:06:08,500
el kit de calibración qué patrones se están

526
01:06:08,500 --> 01:06:09,880
utilizando, porque a veces hay

527
01:06:09,880 --> 01:06:12,440
uno macho y otro hembra

528
01:06:12,440 --> 01:06:13,440
en el mismo, ¿vale?

529
01:06:13,900 --> 01:06:15,760
Pues esto va a ser fundamental

530
01:06:15,760 --> 01:06:18,280
para hacer la medida, porque si

531
01:06:18,280 --> 01:06:20,760
hacemos una calibración y utilizamos

532
01:06:20,760 --> 01:06:22,480
unos patrones que no son los que

533
01:06:22,480 --> 01:06:24,400
le indicamos, estamos

534
01:06:24,400 --> 01:06:26,639
haciendo una calibración incorrecta

535
01:06:26,639 --> 01:06:28,019
y es peor eso

536
01:06:28,019 --> 01:06:29,320
que no calibrar.

537
01:06:30,760 --> 01:06:36,039
Aquí vamos a ver el caso más sencillo, que sería la calibración vectorial a un puerto.

538
01:06:36,940 --> 01:06:46,199
Tenemos tres errores sistemáticos que vamos a poder corregir y con una ecuación es posible modelarlos para obtener con precisión medidas del coeficiente de reflexión.

539
01:06:46,559 --> 01:06:55,000
Para poder solucionar esta ecuación vamos a crear un sistema de tres ecuaciones con tres incógnitas midiendo tres patrones.

540
01:06:55,000 --> 01:07:03,860
Es un proceso que, en teoría, el cálculo se podría hacer de manera manual. Es laborioso, pero es abordable.

541
01:07:04,539 --> 01:07:13,539
Si estuviéramos haciendo esta calibración cuando realizamos medidas a dos puertos, estaríamos asumiendo que la adaptación en el segundo puerto es buena.

542
01:07:14,340 --> 01:07:22,760
Pero, si nos es posible realizar una calibración full-to-port, pues siempre será deseable antes que hacer una calibración a un puerto.

543
01:07:22,760 --> 01:07:25,280
cuando estamos haciendo medidas de dos puertos.

544
01:07:26,340 --> 01:07:32,480
Este es un ejemplo en el que medimos un filtro con y sin calibración a un puerto.

545
01:07:32,719 --> 01:07:37,800
Estamos midiendo lo que sería el coeficiente de reflexión, es un filtro paso banda,

546
01:07:38,380 --> 01:07:43,519
y bueno, pues sin la corrección vemos el típico rizado que se causa por los errores sistemáticos

547
01:07:43,519 --> 01:07:45,500
que están interfiriendo con la señal medida.

548
01:07:46,420 --> 01:07:51,340
Y con la corrección vemos que esa medida de reflexión es bastante más suave

549
01:07:51,340 --> 01:07:59,199
y presenta una información más realista de la reflexión que tiene ese filtro paso banda.

550
01:08:01,210 --> 01:08:07,349
En esta otra imagen lo que estoy mostrando son cuatro medidas, los cuatro parámetros S de un filtro paso banda

551
01:08:07,349 --> 01:08:12,809
y concretamente ahora estas medidas no están calibradas, por tanto, no son precisas.

552
01:08:13,429 --> 01:08:21,550
Entonces, lo que podríamos ver, se ve mejor en la traza de arriba, que la traza S11 en negro

553
01:08:21,550 --> 01:08:28,369
estamos viendo que desde la izquierda va siendo decreciente hasta que llegamos a la banda de paso

554
01:08:28,369 --> 01:08:33,310
y luego pasada esa banda de paso es como creciente.

555
01:08:34,069 --> 01:08:35,630
Y en realidad esto no es así.

556
01:08:35,829 --> 01:08:38,710
Si hacemos esa corrección, que sería esta otra imagen,

557
01:08:39,310 --> 01:08:43,010
vemos que ese decrecimiento no es tan grande, es bastante más estable.

558
01:08:43,750 --> 01:08:50,289
Con lo cual el poder tener unas medidas calibradas o una full to port

559
01:08:50,289 --> 01:08:55,250
pues es importante para obtener medidas más precisas.

560
01:08:56,369 --> 01:09:01,010
Bueno, hemos comentado, pues, cuando hacemos una calibración a un puerto,

561
01:09:01,710 --> 01:09:03,789
cómo sería la ecuación, ¿no?

562
01:09:04,090 --> 01:09:08,609
¿Cómo sería ese sistema de ecuaciones en una calibración a dos puertos?

563
01:09:08,829 --> 01:09:11,350
¿Qué errores habría que tener en cuenta?

564
01:09:11,510 --> 01:09:18,109
Bueno, pues, el módulo sería este y, bueno, pues las ecuaciones son un pelín más complejas.

565
01:09:18,109 --> 01:09:27,890
En fin, son bastante más complejas y no me parece razonable el tener que hacer esto a mano, pero por suerte el firmware del VNA va a hacer estos cálculos por mí.

566
01:09:27,890 --> 01:09:49,130
La corrección a dos puertos es más precisa para las medidas en las que utilizamos dos puertos, es decir, para cuando tenemos transmisión y reflexión, y suele tener en consideración, no, suele no, tiene en consideración todos los 12 parámetros, los 12 errores sistemáticos principales.

567
01:09:49,130 --> 01:10:03,229
Y dado que en la calibración de dos puertos tenemos medidas en directa y en inversa, para calcular cada parámetro S necesitaremos hacer el barrido en directa y en inversa, las dos medidas.

568
01:10:03,229 --> 01:10:05,390
¿por qué comento

569
01:10:05,390 --> 01:10:05,890
esto también?

570
01:10:06,869 --> 01:10:07,869
porque es muy típico

571
01:10:07,869 --> 01:10:11,189
ir a hacer la medida, querer interesarte

572
01:10:11,189 --> 01:10:13,250
solamente un parámetro de transmisión

573
01:10:13,250 --> 01:10:14,590
ya sea en directa o en inversa

574
01:10:14,590 --> 01:10:17,369
y claro, tú has hecho una calibración a dos puertos

575
01:10:17,369 --> 01:10:19,350
y le das a hacer la medida

576
01:10:19,350 --> 01:10:21,010
y a lo mejor es por esas condiciones

577
01:10:21,010 --> 01:10:21,649
en las que

578
01:10:21,649 --> 01:10:24,270
el equipo va lento

579
01:10:24,270 --> 01:10:26,250
y dices, oye

580
01:10:26,250 --> 01:10:28,010
¿por qué

581
01:10:28,010 --> 01:10:30,989
si yo estoy queriendo medir solamente

582
01:10:30,989 --> 01:10:33,210
el S21 o el S12

583
01:10:33,210 --> 01:10:40,329
dos, el tío me hace el barrido en directa y en inversa. Bueno, pues porque la calibración

584
01:10:40,329 --> 01:10:48,310
que has activado hace medida en directa y en inversa y utiliza todos esos valores medidos

585
01:10:48,310 --> 01:10:54,329
para corregir errores. Con lo cual, aunque tú luego solamente quieras uno de los parámetros

586
01:10:54,329 --> 01:11:02,050
de transmisión, el equipo seguirá haciendo el barrido en directa y en inversa. Si vemos

587
01:11:02,050 --> 01:11:24,869
Pues esos errores y esos estándares de calibración, bueno, pues es posible utilizar el VNA para hacer medidas no calibradas y de hecho es bastante útil cuando lo que queremos es observar algo cualitativo, más que cuantitativo, para saber por dónde van los tiros antes de hacer un ajuste fino en lo que sería la configuración de medida y calibrar.

588
01:11:24,869 --> 01:11:43,829
Y digo esto porque la calibración es específica de la configuración de la medida. Es decir, si yo cambio las condiciones de estímulo, número de puntos, frecuencia inicial, final, lo que sea, voy a tener que repetir la calibración porque no es la misma.

589
01:11:43,829 --> 01:11:49,630
o confiar en las capacidades de extrapolación que tenga mi hardware.

590
01:11:51,630 --> 01:11:57,050
Entonces, ¿qué opciones tengo para medidas, incluso medidas de dos puertos?

591
01:11:57,189 --> 01:11:58,770
Pues yo puedo hacer las medidas no corregidas.

592
01:11:59,470 --> 01:12:03,489
Es una medida sencilla, no es precisa, no elimino ningún error sistemático.

593
01:12:05,699 --> 01:12:07,659
También puedo hacer una corrección en respuesta.

594
01:12:07,659 --> 01:12:13,340
Es sencillo, básicamente es una normalización y me permite eliminar alguno de los errores.

595
01:12:13,340 --> 01:12:23,100
¿Vale? ¿Puedo hacer una calibración a un puerto? Bueno, pues necesito estándares de calibración. Me va a corregir errores sistemáticos que yo tengo en la medida de reflexión.

596
01:12:23,739 --> 01:12:31,079
Si combino la calibración a un puerto con la calibración a respuesta, lo que tengo es una enhanced response.

597
01:12:31,819 --> 01:12:41,060
Y hay situaciones donde esta calibración es lo mejor que puedes hacer. Por ejemplo, cuando solo puedes medir S1-1 y S2-1 porque no debes poner estímulo en inversa.

598
01:12:41,060 --> 01:12:55,720
Bueno, pues en ese caso, basado en el hard response, listo. Y luego, por último, si puedes hacer una calibración full to port, porque además tu dispositivo tiene dos puertos y vas a medir los cuatro parámetros S, pues lo ideal es que hagas esa full to port.

599
01:12:55,720 --> 01:13:06,100
Aquí lo que estaría mostrando es un filtro paso-banda, en su banda de paso, y la traza roja correspondería a la medida sin corregir.

600
01:13:06,619 --> 01:13:10,760
Estamos teniendo una escala de medio decibelio, medio dB, por división.

601
01:13:11,560 --> 01:13:19,140
La traza azul clarito, o verde, pues esa es después de haber hecho una normalización.

602
01:13:19,140 --> 01:13:31,520
Me ha eliminado alguno de los errores de respuesta en frecuencia del sistema y la corrección que ha habido en amplitud probablemente se debe a la eliminación del efecto de los cables entre el VNA y el filtro.

603
01:13:32,159 --> 01:13:37,000
Aún así podemos observar que hay un rizado debido a la desadaptación de fuente y de carga.

604
01:13:38,199 --> 01:13:48,899
Y por último, esa medida azul un poco más oscuro, es la medida tras la calibración a dos puertos que nos va a proporcionar el resultado más preciso de los tres.

605
01:13:49,140 --> 01:14:02,739
Y utilizando esa corrección vectorial podemos observar que la banda de paso del filtro tiene una variación cercana a 0.1 dB de amplitud en su frecuencia central.

606
01:14:03,380 --> 01:14:06,840
En las transparencias anteriores he mostrado kits mecánicos.

607
01:14:07,340 --> 01:14:11,060
Bueno, Keysight también ofrece una solución de calibración electrónica.

608
01:14:11,060 --> 01:14:21,399
Esta solución nos va a permitir realizar la calibración a dos, o a uno, o los puertos que queráis en realidad, de una forma rápida, fácil y precisa.

609
01:14:21,960 --> 01:14:29,399
Y es menos propensa a errores humanos, ya que, por ejemplo, el usuario solo tiene que hacer la conexión a cada plano de calibración una vez,

610
01:14:29,680 --> 01:14:37,020
en vez de tener que hacer cuatro conexiones por puerto, como ocurre con la calibración SOLT.

611
01:14:37,020 --> 01:14:46,560
Y además el sistema es capaz de autodetectar en qué puerto del VNA está conectado cada uno de los puertos del ICAL.

612
01:14:47,199 --> 01:14:55,619
Es decir, que no cometes el error de yo he puesto el estándar en tal puerto o en tal plano y me he confundido y tenía que ser en otro.

613
01:14:57,319 --> 01:15:02,600
Los ICAL además están caracterizados en fábrica mediante analizadores vectoriales de redes

614
01:15:02,600 --> 01:15:06,979
que han sido calibrados mediante estándares coaxiales de línea de aire TRL.

615
01:15:07,020 --> 01:15:19,340
que es básicamente la mejor técnica de calibración disponible, por lo que en vez de ser estándares directos, como podrían ser los estándares mecánicos, son estándares por transferencia.

616
01:15:20,920 --> 01:15:32,020
Otra de las opciones de calibración disponibles cuando hacemos calibraciones a dos puertos es la calibración TRL, que viene de Through Reflect Line.

617
01:15:32,979 --> 01:15:51,180
Hasta ahora he comentado técnicas coaxiales y voy a comentar brevemente esta técnica, que es una técnica especialmente útil para entornos de frecuencias muy altas y además no coaxiales, como por ejemplo cuando tenemos utillaje de medida o estamos medias en oblea o en guía de onda o similar.

618
01:15:51,180 --> 01:16:02,939
Bueno, pues la calibración TRL es bastante común en este tipo de casos y resuelve los mismos 12 errores sistemáticos que nos va a corregir una calibración SOLT.

619
01:16:03,520 --> 01:16:06,920
Lo que pasa es que el modelo de errores es ligeramente diferente.

620
01:16:07,840 --> 01:16:10,180
¿Cuál es la principal ventaja de este tipo de calibración?

621
01:16:10,300 --> 01:16:17,819
Pues que los estándares son relativamente fáciles de crear y de definir para frecuencias elevadas, para frecuencias de microondas.

622
01:16:17,819 --> 01:16:26,600
Y esto es un gran beneficio porque es muy complicado construir estándares coaxiales de gran calidad cuando tenemos frecuencias muy elevadas.

623
01:16:26,600 --> 01:16:41,100
Como comentaba, TRL es el acrónimo de Through Reflect Line y va a utilizar una línea de transmisión de longitud e impedancia conocidas como uno de los estándares de calibración, que va a ser ese line.

624
01:16:41,100 --> 01:16:56,140
Y la única restricción es que esta línea necesita ser significativamente más larga eléctricamente que la línea que utilicemos para el Through, que bueno, típicamente suele ser distancia cero porque lo que intentamos es unir entre sí los dos planos de calibración.

625
01:16:56,600 --> 01:17:05,380
La TRL también necesita como estándar de reflexión un elemento que tenga una reflexión muy elevada, como por ejemplo un corto o un abierto.

626
01:17:06,260 --> 01:17:12,859
No es necesario caracterizar esta reflexión, pero sí que es necesario que sea la misma para los dos puertos.

627
01:17:13,920 --> 01:17:20,600
Entonces, ¿por qué esta TRL la utilizamos normalmente solo en frecuencias muy elevadas?

628
01:17:20,600 --> 01:17:29,739
Bueno, pues porque para frecuencias inferiores, aunque podríamos usarlas, las líneas de transmisión en bajas frecuencias tienen que ser muy largas.

629
01:17:31,020 --> 01:17:33,640
Y bueno, pues eso resulta bastante poco práctico.

630
01:17:34,180 --> 01:17:43,899
Y también es complicado hacer buenos estándares PRL en circuitos impresos debido a que puede haber variaciones en el dieléctrico de la placa

631
01:17:43,899 --> 01:17:48,659
o las dimensiones de la línea también tengan variaciones o haya variaciones en espesores.

632
01:17:48,659 --> 01:18:11,140
En fin, el caso es que no es de lo más sencillo. Además, el útil de medida TRL típico tiende a ser más complicado y caro en esas frecuencias bajas, por lo cual para ese tipo de frecuencias se suele utilizar calibraciones S-O-L-T y para frecuencias elevadas ya sí que vamos a temas de TRL.

633
01:18:11,140 --> 01:18:27,279
Hay variaciones de lo que sería la TRL, es decir, existen otros métodos como LRL que es Line Reflect Line o LRM que es Line Reflect Match o TRM que es Through Reflect Match.

634
01:18:28,359 --> 01:18:37,199
En fin, hay un montón y todas ellas pertenecen a la familia TRL y comparten un modelo de errores que podríamos decir que es común.

635
01:18:37,199 --> 01:18:59,720
Bueno, llegado a este punto, estaríamos ya prácticamente al final del seminario y con respecto a lo que serían medidas adicionales, comentaba que voy a mencionarlas, no voy a meter en ellas porque algunas de ellas las veremos con detalle en otro seminario que vamos a hacer que sería más allá de los fundamentos en analizadores vectoriales de redes.

636
01:18:59,720 --> 01:19:23,220
Entonces, algunas de estas medidas avanzadas podrían ser TDR, que es Time Domain Reflectometry, básicamente es reflectometría en el dominio del tiempo, que es un tipo de medida muy interesante para cuando queremos ver variaciones que pueda tener mi línea de transmisión en el espacio, en discontinuidades que pueda ofrecer.

637
01:19:23,920 --> 01:19:31,380
Esto es un método que se utiliza mucho, por ejemplo, que estoy viendo que tengo un cable instalado y no está llegando bien, ¿qué está ocurriendo?

638
01:19:31,380 --> 01:19:43,699
Pues yo cojo, hago una medida de TRD y puedo saber a qué distancia no hay discontinuidad y por tanto saber si a lo mejor en mi línea de guía de onda se me ha metido agua

639
01:19:43,699 --> 01:19:48,500
o si es que mi cable que estaba instalado ha habido obra y lo han dañado o lo que sea.

640
01:19:48,659 --> 01:19:50,779
Y es muy fácil detectar dónde se ha producido ese fallo.

641
01:19:50,779 --> 01:20:00,840
También es una forma muy sencilla este TDR para hacer ajustes en filtros que tienen varios nodos.

642
01:20:00,939 --> 01:20:04,859
En fin, es una medida que es bastante interesante.

643
01:20:05,460 --> 01:20:11,460
También medidas adicionales puede ser la compresión de ganancia que pueda presentar un amplificador

644
01:20:11,460 --> 01:20:15,100
y poder hacer esa medida de una manera bastante rápida y sencilla.

645
01:20:15,100 --> 01:20:22,840
Bueno, pues también medidas en conversores en el que la frecuencia que yo tengo en uno de los puertos no es la misma frecuencia que yo tengo en otro puerto.

646
01:20:23,539 --> 01:20:30,840
Entonces, bueno, pues para eso necesito un frequency offset, un offset de frecuencia y, bueno, pues es una medida que también es algo que puedo hacer.

647
01:20:30,979 --> 01:20:32,539
Son también medidas un poco más avanzadas.

648
01:20:33,380 --> 01:20:39,039
O medida de figura de ruido por el método de fuente fría en los analizadores vectoriales de redes.

649
01:20:39,220 --> 01:20:40,779
Pues también se puede hacer ese tipo de medidas.

650
01:20:40,779 --> 01:20:44,340
hoy en día los analizadores vectoriales de redes

651
01:20:44,340 --> 01:20:47,340
son capaces de hacer también análisis de espectro

652
01:20:47,340 --> 01:20:49,479
y análisis de espectro bastante avanzado

653
01:20:49,479 --> 01:20:53,380
es decir, yo voy a poder tener un analizador

654
01:20:53,380 --> 01:20:55,939
de espectro real en cada uno de

655
01:20:55,939 --> 01:20:59,439
mis detectores y por tanto si yo esto lo junto

656
01:20:59,439 --> 01:21:00,539
con una fuente

657
01:21:00,539 --> 01:21:04,159
que tenga la capacidad de tener ese DDS

658
01:21:04,159 --> 01:21:08,260
ese Direct Digital Synthesizer que comentaba

659
01:21:08,260 --> 01:21:10,300
al principio, bueno pues

660
01:21:10,300 --> 01:21:24,520
Yo voy a poder tener una modulación con muy buena calidad, yo voy a poder analizar esa modulación en mi VNA y voy a poder hacer medidas de EVM sobre la transmisión que está haciendo un amplificador, por ejemplo.

661
01:21:25,020 --> 01:21:36,380
Entonces, son medidas avanzadas, se pueden hacer un montón de cositas y algunas de ellas las veremos en otro seminario, como he comentado, que será más allá de los fundamentos de analizadores vectoriales de redes.

662
01:21:37,340 --> 01:21:58,739
Bueno, pues dicho esto, brevísimamente de lo que es el porfolio, no me voy a meter mucho en detalle, tenemos un porfolio muy extenso de analizadores vectoriales de redes con diversas prestaciones, con diversos formatos, factores de forma, todos ellos de muy alta calidad.

663
01:21:58,739 --> 01:22:06,840
y si tenéis necesidad de lo que sería un analizador vectorial de redes, porque tuvierais que hacer alguna de estas medidas,

664
01:22:06,840 --> 01:22:17,000
pues lo que os digo siempre, contactarnos porque os podemos ayudar a elegir la solución que mejor se ajuste a vuestras necesidades.

665
01:22:17,880 --> 01:22:27,520
Y con esto habríamos llegado a la parte final. Os dejo esta transparencia de documentación, pero hay muchísima más información en nuestra página web

666
01:22:27,520 --> 01:22:37,500
Y vamos a ir ya a la parte de preguntas. Vamos a ir recopilando las preguntas que nos habéis hecho llegar por el chat. Seguid enviándolas.