Fundamentos de Análisis Vectorial de Redes

En este seminario vamos a revisar los conceptos básicos del analizador vectorial de redes y explicaremos lo que son las medidas de los parámetros S, conceptos de líneas de transmisión, tabla de Smith y examinaremos la arquitectura y la calibración de un VNA. 00:00:02

Esta es lo que sería la agenda de hoy y empezaremos con una breve introducción a lo que es el analizador vectorial de redes, el VNA 00:00:18

Continuaremos explicando cómo funciona para ver luego la calibración de la medida 00:00:27

y al final mencionaré otras medidas que van un poco más allá de los parámetros S convencionales 00:00:33

No entraré en detalle con ellas, simplemente mencionarlas 00:00:40

Vamos con lo primero 00:00:43

¿En qué consiste un analizador vectorial de redes, un UNA? 00:00:47

Aunque sería comprensible la confusión debido a lo extendido que está actualmente el concepto de redes de ordenadores, 00:00:51

cuando hablamos de un analizador vectorial de redes nos estamos refiriendo a redes de circuitos electrónicos. 00:00:59

Es decir, fue un término que fue acuñado cuando todavía las redes de ordenadores no eran tan conocidas 00:01:09

y hace referencia al análisis de componentes y dispositivos electrónicos que vamos a utilizar en aplicaciones de RF. 00:01:13

Lo que es el análisis de redes es un proceso por el cual tanto diseñadores como fabricantes miden las prestaciones eléctricas de los componentes y circuitos 00:01:21

que utilizan luego en sistemas más complejos. 00:01:29

Y claro, cuando estos sistemas están transmitiendo señales con un contenido de información, 00:01:32

nos solemos centrar en obtener una transmisión de la señal con la mínima distorsión y la máxima eficiencia. 00:01:37

El análisis vectorial de redes es, por tanto, un método para caracterizar con precisión estos componentes 00:01:44

midiendo su efecto en amplitud y en la fase de señales de prueba que tienen un recorrido en frecuencia o un recorrido en potencia. 00:01:51

Un analizador vectorial de redes es una herramienta de medida de precisión 00:02:00

Y va a evaluar las prestaciones de los componentes en alta frecuencia, es decir, no solamente en rangos de RF, sino también en microondas o en ondas milimétricas, básicamente hasta donde llegue el equipo. 00:02:04

Y bueno, pues en general hablaremos de RF. 00:02:15

Y además es un sistema de estímulo-respuesta, es decir, está compuesto por una o varias fuentes de RF y varios receptores de medida. 00:02:19

Está especialmente diseñado para medir lo que es la transmisión y la reflexión en el dispositivo, 00:02:29

ya sea tanto en el sentido de puerto de entrada hacia puerto de salida del dispositivo, 00:02:35

a esto lo llamaremos directa, 00:02:40

como en sentido de puerto de salida a puerto de entrada del dispositivo, 00:02:42

y a esto lo vamos a llamar inversa. 00:02:47

Estas respuestas de lo que es la transmisión y la reflexión 00:02:49

son lo que llamaremos parámetros de dispersión o parámetros S del dispositivo. 00:02:53

En inglés se refiere a scattering, de dispersión. Y contienen información de magnitud y fase, es decir, son vectoriales y nos van a permitir caracterizar las prestaciones lineales del dispositivo a ojo prueba. 00:02:58

Aunque con un VNA es posible caracterizar el comportamiento no lineal del dispositivo, como por ejemplo lo que sería la compresión de ganancia en un amplificador o la distorsión por intermodulación, la medida de parámetros S es su, digamos, funcionalidad principal. 00:03:12

El hardware del VNA está optimizado para obtener las medidas rápidamente, consiguiendo resultados mucho más rápido que si utilizáramos un generador y un receptor por separado. 00:03:32

Y gracias al proceso de calibración de medida, con un VNA podemos conseguir los mejores niveles de precisión de medida en componentes de RF. 00:03:42

Por otra parte, la capacidad de caracterizar un dispositivo tanto en magnitud como en fase va a ser muy importante para entender el comportamiento del propio dispositivo. 00:03:51

Por ejemplo, supongamos un dispositivo que será utilizado en una aplicación de comunicaciones, 00:04:02

donde el principal objetivo es transportar una señal de un punto a otro con eficiencia tanto en potencia como en fidelidad a la señal. 00:04:07

Bueno, pues el efecto de la distorsión de la señal debe ser tenido en cuenta, 00:04:14

y aunque generalmente solemos considerar que la distorsión está causada por efectos no lineales, 00:04:19

como por ejemplo productos de intermodulación, los sistemas puramente lineales también pueden introducir distorsión. 00:04:23

Si el sistema lineal modifica la forma de onda en el tiempo, ya sea cambiando la amplitud o la fase, se estaría produciendo una distorsión en la señal. 00:04:30

Vamos a ver una diferencia entre comportamiento lineal y no lineal con más detalle. 00:04:38

En la parte superior, el dispositivo está haciendo modificaciones en magnitud y fase de la señal. 00:04:43

Pero, como cualquier sinusoid que esté a la entrada del dispositivo va a salir con una amplitud cambiada y una fase cambiada, 00:04:49

pero en la misma frecuencia no se van a crear nuevas señales, por lo que consideramos que el comportamiento va a ser lineal. 00:04:54

Y vamos a considerar un comportamiento no lineal cuando hay cambios en frecuencia, por ejemplo, cuando hay un mezclador, 00:05:01

y también lo consideramos cuando se crean nuevas componentes frecuenciales en forma de armónicos o productos de intermodulación, 00:05:10

que es lo que estaríamos viendo en la parte inferior. 00:05:18

lineal en la mayoría de las condiciones pueden presentar un comportamiento no lineal si la 00:05:24

entrada tiene demasiada potencia. Y esto va a ocurrir tanto en dispositivos pasivos, como filtros 00:05:29

o conectores, como en dispositivos activos, como pueden ser amplificadores. Y claro, para considerar 00:05:34

que una transmisión es lineal y libre de distorsión, la respuesta en amplitud del dispositivo debe de 00:05:40

ser plana y la respuesta en fase debe de ser lineal en el rango de frecuencia deseado. Por ejemplo, 00:05:46

Si consideramos una señal cuadrada con muchas componentes espectrales que se va a transmitir a través de un filtro paso-banda, el filtro paso-banda va a poder emitir y pasar unas frecuencias. 00:05:53

Además, va a atenuar el resto de frecuencias. 00:06:05

Si todas las componentes espectrales de interés de esa señal cuadrada están dentro de la banda de paso, ese filtro no me introduciría distorsión. 00:06:09

¿Cuándo tendríamos una distorsión en magnitud o en fase? 00:06:20

Voy a presentar un par de ejemplos para poder aclarar esto. 00:06:23

Por ejemplo, tomemos la señal cuadrada que comentaba hace un momento y la hacemos pasar por un filtro. 00:06:28

Incluso si este filtro va a tener una respuesta lineal en lo que es la fase, 00:06:36

si las componentes espectrales que estén fuera de la banda de paso del filtro se ven atenuadas, 00:06:41

lo que va a ocurrir es que la salida 00:06:48

puede tener una señal senoidal 00:06:50

en vez de tener una señal cuadrada 00:06:53

es decir, de la señal original 00:06:54

que tenía, en este caso 00:06:57

por sencillez, tres componentes espectrales 00:06:59

la primera y la tercera 00:07:01

me las va a atenuar 00:07:02

bueno, pues al final la que va a tener peso 00:07:05

es la segunda 00:07:06

y la respuesta final va a ser como si fuese 00:07:07

un seno 00:07:11

mientras que, bueno 00:07:12

¿qué pasaría si 00:07:14

Y lo que tengo es un filtro en el que lo único que cambia es la fase del tercer armónico, esa segunda componente frecuencial. 00:07:16

Bueno, pues si me mantiene la amplitud de todas las componentes, pero esa otra, el tercer armónico, me lo cambia de fase, 00:07:28

la respuesta final va a parecer un impulso, no la señal cuadrada que tenía originalmente. 00:07:38

Entonces estos dos ejemplos son ejemplos bastante sencillos y predecibles. Normalmente la distorsión en la forma de onda va a aparecer de forma arbitraria en función de las no linealidades que tenga el dispositivo, ya sea en magnitud o en fase. 00:07:44

Los dispositivos no lineales también pueden introducir distorsión. 00:08:01

Por ejemplo, si saturamos un amplificador, la señal de salida se verá comprimida porque el amplificador no puede presentar la ganancia necesaria. 00:08:04

La señal de salida, por tanto, ya no será un seno puro, tendrá otras componentes espectrales que hace que quede distorsionada. 00:08:13

Los dispositivos pasivos también pueden mostrar un comportamiento no lineal cuando tenemos una potencia de entrada relativamente elevada. Por ejemplo, un filtro LC que utiliza inductores con núcleo magnético, si saturamos ese core magnético vamos a tener distorsiones. 00:08:21

Porque, de hecho, los materiales magnéticos suelen presentar efectos de histéresis que son claramente no lineales. 00:08:41

Y, bueno, lo que es la medida tanto de magnitud como de fase, pues es muy importante por muchos motivos. 00:08:48

Primero, las medidas son necesarias para poder caracterizar completamente redes lineales y asegurar que la transmisión no va a presentar distorsión. 00:08:55

Además, a la hora de diseñar redes eficientes de adaptación, es decir, cuando tenemos que adaptar dos impedancias, 00:09:04

necesitamos poder medir la impedancia compleja de cada una de ellas para saber si esa transferencia de energía va a ser la máxima posible. 00:09:13

Y además podemos ver esa impedancia en una carta de Smith, como veremos luego más adelante. 00:09:22

Además, estos valores vectoriales van a ser necesarios para hacer una caracterización del comportamiento del dispositivo 00:09:28

y los utilizaremos en herramientas de simulación, herramientas que nos permiten diseñar dispositivos mediante la simulación de distintos componentes. 00:09:35

Cuanto más preciso sea el modelado del dispositivo, más precisa será la simulación en estas herramientas. 00:09:45

En el cuarto punto lo que vemos es caracterización del dominio del tiempo 00:09:53

Bueno, pues para poder hacer una transformada al dominio del tiempo necesitaremos también tener esa información vectorial 00:09:58

Le he comentado antes que estos sistemas con una calibración pueden ofrecer unas prestaciones muy muy buenas 00:10:04

Bueno, pues esa calibración es una corrección de error vectorial 00:10:13

Y necesitamos información de magnitud y fase para poder realizar este tipo de calibración. 00:10:18

Y por último, podemos utilizar la información vectorial para hacer una caracterización no lineal de componentes. 00:10:24

Aunque lo que es el tema de parámetros X no va a ser parte del seminario de hoy. 00:10:33

Otro de los conceptos fundamentales en el análisis de redes es la relación entre la señal incidente, la reflejada y la transmitida. 00:10:38

Y una forma muy sencilla de entenderlo es con una analogía de lo que serían señales luminosas. Es decir, si yo tengo un haz de luz que incide en una lente, pues parte de esa energía será reflejada en la superficie de la lente, pero en condiciones ideales la mayor parte de esa energía se transmitirá. 00:10:47

Si esta lente estuviera hecha de un material con pérdidas, parte de la luz será absorbida por la lente y si la lente tuviera superficies reflectantes, la mayoría de la luz se reflejaría y muy poco o nada quedaría transmitida. 00:11:04

El mismo concepto se podría aplicar a señales de RF, excepto que la energía electromagnética que estaríamos tratando está en el rango de RF en vez de en rango óptico. 00:11:19

Y, bueno, nuestros dispositivos son componentes y circuitos electrónicos en lugar de lentes o espejos. 00:11:30

Los analizadores vectoriales de redes van a medir con precisión la energía incidente, la energía reflejada y la energía transmitida, 00:11:36

permitiendo, mediante estas tres medidas, caracterizar el dispositivo bajo prueba. 00:11:43

Y, bueno, pues la necesidad de transmitir con eficiencia señales de RF es una de las principales razones para utilizar líneas de transmisión. 00:11:49

En frecuencias bajas, en las que la longitud de onda es mucho mayor que la distancia que va a recorrer esa señal por la línea de transmisión, 00:11:58

pues un sencillo cable es más que suficiente para transportar la energía. 00:12:07

La corriente va a fluir fácilmente por el cable y los valores de tensión y de corriente son estables sin importar en qué punto del cable estemos. 00:12:11

Pero a altas frecuencias, la longitud de onda de las señales que se están transmitiendo es comparable o incluso más pequeña que la distancia recorrida. 00:12:19

Y en este caso, la mejor forma de evaluar esa transmisión de energía es con términos de líneas de transmisión. 00:12:29

Entonces, es crítico tener en cuenta que, para tener una transmisión sin pérdidas, es necesario que la línea de transmisión mantenga su impedancia característica. 00:12:38

A esa impedancia característica la vamos a llamar Z0. Y de hecho, una línea de transmisión infinita se comportaría como una carga resistiva. Cuando la línea de transmisión termina en su impedancia característica, conseguiremos que se transmita la máxima potencia a la carga. 00:12:46

Pero si la terminación no es esa Z0, parte de la señal transmitida se reflejará. 00:13:05

Y esto refleja una situación en la que la envolvente de la tensión en la línea de transmisión va a variar en la distancia en el espacio. 00:13:12

Luego vamos a ver unos ejemplos de esto. 00:13:20

Las líneas de transmisión de RF se pueden hacer de muchas formas. 00:13:22

Como por ejemplo, podemos hacer líneas coaxiales, guías de onda, cable para lo que es un par trenzado, coplanares, microscript, etc. 00:13:27

Y los circuitos de RF que se utilizan en circuitos impresos suelen utilizar líneas de transmisión coplanares o microstrip. 00:13:35

Esta impedancia característica describe la relación entre las ondas de corriente y de tensión transmitidas y va a ser función de las dimensiones de la línea y de la permitividad del material aislante que hemos utilizado. 00:13:42

¿Y por qué solemos utilizar 50 ohmios como impedancia característica? 00:13:55

Bueno, 50 ohmios es un compromiso entre la capacidad de la línea para transmitir potencia y la atenuación que va a sufrir la señal en la línea. 00:13:59

Por ejemplo, para señales cuya potencia es relativamente baja y no queremos que se vea más atenuada, como por ejemplo señales de televisión que llegan desde la antena, 00:14:08

se utiliza 75 ohmios para optimizar las pérdidas de una señal que ya de por sí es bastante débil. 00:14:17

Y la capacidad máxima de transmisión de potencia suele ocurrir a unos 30 ohmios, por lo que una impedancia característica de 50 ohmios es un compromiso entre lo que serían las pérdidas que va a tener la línea de transmisión y la capacidad de transporte de energía que tendría. 00:14:23

Por eso se suele utilizar ese valor, esos 50 ohmios, en la mayor parte de las comunicaciones de RF. 00:14:41

La cantidad de reflexión que va a ocurrir en el dispositivo cuando lo caracterizamos va a depender de la impedancia que vea la señal incidente al llegar a ese dispositivo. 00:14:47

Como cualquier impedancia puede ser representada por su parte real y su parte imaginaria, ya sea un r más jx o un g más jb, 00:15:02

pues es posible dibujar esta impedancia en una cuadrícula en la que el eje horizontal sea la parte real y el eje vertical la parte imaginaria. 00:15:10

Entonces, como un circuito abierto, pues básicamente es una impedancia infinita, 00:15:19

pues puede ser complicado representarlo en este tipo de gráfica que veríamos a la izquierda. 00:15:23

Entonces, en estas aplicaciones es más sencillo utilizar coordenadas polares 00:15:28

que nos van a permitir representar el plano completo de impedancia al mostrar esta impedancia como un vector, es decir, como un módulo y una fase. 00:15:34

Este vector dibujado en este diagrama, digamos que su módulo será la distancia a lo que sería el centro de la gráfica 00:15:45

Y la fase será el ángulo con referencia al punto de la derecha del tóxico, que consideramos como origen, como esos cero grados. 00:15:57

¿Qué pega tiene la representación polar? 00:16:07

Pues que a la hora de ver el vector del coeficiente de reflexión o de transmisión, 00:16:09

lo que es leer los valores de impedancia no es muy cómodo para verlo directamente. 00:16:16

Y por suerte tenemos una correspondencia directa entre la impedancia compleja y lo que sería ese coeficiente de reflexión o transmisión, por lo que podemos pintar en lo que vamos a llamar una carta de Smith esas coordenadas polares y obtener, por tanto, una visualización muy sencilla de cuál sería esa impedancia. 00:16:20

Entonces, ¿cómo creamos, cómo construimos esta carta de Smith? 00:16:44

Pues de la carta de la izquierda, esa carta cartesiana, 00:16:48

si lo que hacemos es llevar todos los infinitos al mismo punto, 00:16:51

al final lo que estamos convirtiendo es una estructura más o menos cuadrada, 00:16:55

una estructura circular. 00:16:59

Y, bueno, repito, hemos llevado todos los infinitos a un mismo punto, 00:17:00

en este caso a la derecha. 00:17:04

Con lo cual, lo que antes eran líneas verticales de valor resistivo constante, 00:17:05

ahora van a ser circunferencias tangentes en el infinito, en la derecha. 00:17:11

Y lo que antes eran líneas horizontales de valor imaginario constante, 00:17:18

ahora lo veremos como unos arcos que convergen a la derecha en el infinito, 00:17:23

pero que se dispersan cuando vamos hacia la izquierda. 00:17:28

Y esos serían los valores de parte imaginaria constante. 00:17:31

De tal manera que es relativamente sencillo visualizar esa impedancia en la carta de Smith, en la que en la parte inferior van a ser comportamientos capacitivos y en la parte superior comportamientos inductivos. 00:17:34

Es importante mencionar que lo que sería el origen, el centro de esta carta de Smith sería la impedancia característica, 00:17:52

por lo tanto, la carta de Smith depende de la impedancia característica que estemos considerando. 00:18:02

Normalmente 50 ohmios, pero si estuviéramos considerando otra impedancia distinta característica, 00:18:08

el centro tendría que ser el valor de esa impedancia característica. 00:18:13

A la derecha tendríamos un circuito abierto, un infinito. 00:18:17

Y a la izquierda tendríamos un cortocircuito. 00:18:21

Cuando estamos en condiciones de adaptación perfecta, la transmisión de energía entre dos componentes del circuito será máxima. 00:18:23

Y para que una impedancia de fuente y una impedancia de carga estén perfectamente adaptadas, 00:18:33

lo que tiene que ocurrir es que su impedancia compleja debe ser una a la conjugada de la otra, 00:18:39

es decir, misma parte real y parte imaginaria cambiada de signo. 00:18:43

¿Qué ocurriría cuando tenemos esa línea de transmisión y en su terminación tiene diferentes cosas? 00:18:49

Vamos a empezar viendo qué pasa cuando tiene una impedancia característica. 00:18:58

Y entonces, ya hemos comentado que cuando la impedancia característica es lo que se le presenta, 00:19:03

pues está perfectamente adaptada y se va a transmitir toda la energía a la carga. 00:19:09

Por tanto, ¿qué va a ocurrir? No va a haber ningún tipo de señal reflejada y es como si la línea de transmisión no tuviera ningún tipo de discontinuidad. 00:19:15

Si nos fijamos en la envolvente de la señal que se está transmitiendo, pues veremos que no hay ningún tipo de onda estacionaria porque toda la energía se está transmitiendo en una única dirección. 00:19:24

Y en la carta de Smith que veríamos, pues un punto en el centro. 00:19:36

Vamos a considerar ahora un abierto o un corto. 00:19:39

Entonces, si consideramos que al final de la línea de transmisión ponemos un cortocircuito, veremos que la energía no tiene por dónde ir. 00:19:44

Y como no tiene por dónde ir, pues toda la energía se reflejaría hacia la fuente y para cumplir con la ley de Ohm, que nos dice que la caída de tensión en un cortocircuito es cero, 00:19:53

lo que va a ocurrir es que esta tensión se va a reflejar en contrafase, es decir, misma magnitud, fase contraria, 00:20:03

y por tanto veremos un punto a la izquierda de la carta de Smith. Estamos en contrafase. 00:20:10

Bueno, si considerásemos que en vez de un cortocircuito tuviéramos un circuito abierto, 00:20:18

lo que va a ocurrir es que para poder cumplir con la alivión, tendríamos que tener esa tensión máxima. 00:20:25

Entonces, la señal se reflejará toda, una vez más, porque no tiene por dónde ir. 00:20:33

Y lo que va a hacer es, esa reflexión va a ser en fase, para que esa tensión sea máxima. 00:20:38

¿Qué ocurre? Pues que tendremos en la carta de Smith un punto a la derecha, en lo que sería 0 grados. 00:20:46

¿Y cómo quedaría una impedancia intermedia? 00:20:54

Bueno, pues, por ejemplo, un resistor de 25 ohmios, en este caso, parte de la energía transmitida se aceptará, se transmitirá, y parte de la energía se reflejará. 00:20:57

Y al haber esa reflexión, tenemos que habrá dos señales viajando por la misma línea de transmisión en sentidos opuestos, lo que va a crear una onda estacionaria. 00:21:11

y en esta onda estacionaria 00:21:22

el máximo de tensión no sería tan elevado como en el caso anterior 00:21:26

y tampoco habría nulos 00:21:29

y bueno, este efecto de onda estacionaria 00:21:31

es muy importante porque nos encontraremos que 00:21:34

la impedancia en distintos puntos 00:21:37

de esta línea de transmisión va a variar 00:21:40

por tanto vamos a tener una impedancia aparente 00:21:43

por ejemplo, si hiciéramos una medida a una distancia 00:21:46

lambda cuartos de esa terminación, de esa carga de 25 ohmios, pues observaríamos que la impedancia, la línea de transmisión, sería de 100 ohmios en vez de 50, 00:21:49

con lo cual, bueno, pues estamos teniendo un error. ¿Cómo veríamos en la carta de Smith estos tres valores? Bueno, pues es lo que estamos mostrando. 00:22:00

En un equipo, una carga de Smith, la traza negra lo que me está mostrando es el circuito abierto, la traza azul lo que me está mostrando es el cortocircuito y la traza verde lo que me está mostrando es la adaptación perfecta. 00:22:11

Bueno, hemos visto cómo quedarían las rondas electromagnéticas y ahora vamos a ver la terminología que vamos a usar. 00:22:30

Entonces, en general, ¿qué terminología de VNA utilizamos para la señal incidente? Pues la llamaremos R o referencia. Mientras que a la señal reflejada la llamaremos A y a la transmitida la llamaremos B. 00:22:35

Y por la relación que hay entre ellas, es decir, A partido por R nos va a dar el coeficiente de reflexión y B partido por R nos va a dar el coeficiente de transmisión. 00:22:50

Estas características las vamos a poder representar de forma vectorial, magnitud y fase, o de forma escalar, solo magnitud, o bueno, utilizando solamente la fase. 00:23:00

Por ejemplo, las pérdidas de retorno son un parámetro que lo utilizamos de forma escalar, mientras que la impedancia es un parámetro claramente vectorial. 00:23:09

El hacer relaciones entre estas señales nos va a permitir realizar esas medidas de transmisión y reflexión que sean, por tanto, relativas y estaría aislado de cuál es la potencia absoluta o de qué variaciones en ese nivel de potencia puede tener la fuente a lo largo de la frecuencia. 00:23:19

Y a esta relación, como he comentado, va a ser a partido de R para reflexión y de partido de R para transmisión. 00:23:38

Si nos fijamos en la parte de reflexión, el término principal es el coeficiente de reflexión, gamma en este caso. 00:23:46

Y este coeficiente es la relación entre la tensión de la señal reflejada y la tensión de la señal incidente. 00:23:54

Lo podemos calcular de la forma mostrada, conociendo lo que sería la impedancia de carga y lo que es la línea de transmisión. 00:24:01

La magnitud del coeficiente de reflexión se expresa como ρ. 00:24:08

Si terminamos la línea de transmisión con una impedancia característica, toda la energía se transmitirá y, por tanto, la tensión de la señal reflejada será cero y la ρ también será cero. 00:24:13

Como veremos después, las pérdidas de retorno serán infinitas porque no se refleja nada de la señal incidente y el coeficiente donde esta señal ya será 1. 00:24:25

Cuando terminamos la línea de transmisión con un corto o con un abierto, toda la energía se refleja y por tanto Rho será 1, las pérdidas de retorno serán 0 porque toda la energía que hemos inyectado vuelve y el coeficiente de endesa accionaria sería infinito. 00:24:33

Las pérdidas de retorno. Básicamente, ¿qué son? Pues es, al inyectar señal por este camino, al ponerle esa carga, cuánta de esa señal se pierde y no vuelve. 00:24:50

Entonces, normalmente lo vamos a expresar en decibelios, en escalas logarítmicas. Y es una cantidad escalar. 00:25:02

Y también, como se trata de pérdidas, el número siempre será un valor absoluto, un valor positivo. 00:25:12

Y puede tomar valores entre cero para una desadaptación total. 00:25:17

Es decir, no pierdo nada porque todo lo que inyecto vuelve, está totalmente desadaptado. 00:25:22

O infinito, como la adaptación es perfecta, todo lo que inyecto es absorbido, no vuelve nada. 00:25:29

Y lo que comentaba, dos ondas viajando en sentido opuesto por una misma línea de transmisión originarán una onda estacionaria. 00:25:34

La relación de onda estacionaria, la ROE, que en inglés sería el Voltage Standing Wave Ratio, 00:25:44

este término lo vamos a definir como el valor máximo de la envolvente de esa señal de RF que tenemos en línea de transmisión 00:25:52

comparado con el valor mínimo que tenga la misma. 00:26:01

Y lo calcularemos por 1 más rho partido por 1 menos rho. 00:26:05

¿Qué ocurre? El coeficiente de reflexión es 1. 00:26:08

Todo vuelve. Pues 2 partido por 0, infinito. 00:26:11

El coeficiente de reflexión es 0. 00:26:16

No vuelve nada. Pues 1 partido por 1 es 1. 00:26:19

Por eso la ROE se mide entre 1 e infinito. 00:26:23

Lo que sería el coeficiente de transmisión lo vamos a medir de una manera muy parecida, por no decir análoga, a lo que es el coeficiente de reflexión. 00:26:26

Pero ahora es importante tener en cuenta que si el módulo de la señal transmitida es mayor que el módulo de la señal incidente, diremos que el dispositivo presenta una ganancia. 00:26:38

Y si es al revés, pues, decimos que lo que tiene son pérdidas, es decir, una atenuación o unas pérdidas de inserción. 00:26:50

Cuando las pérdidas de inserción se expresan en decibelios, bueno, pues, se añade un signo negativo en la ecuación, de forma que el valor resultante es siempre una cifra positiva. 00:26:58

Y la fase del coeficiente de transmisión se le va a llamar fase de inserción. 00:27:09

Aparte de pérdidas o ganancias, en los sistemas de comunicación las señales son variantes en el tiempo y ocupan un ancho de banda determinado. 00:27:15

Por tanto, están formadas por muchas componentes frecuenciales. 00:27:24

Es importante en estos casos determinar hasta qué punto el dispositivo bajo prueba va a alterar la señal causando distorsión, 00:27:27

que es el caso que veíamos en la respuesta en fase de un filtro paso-banda cuando nos estaba alterando la señal transmitida. 00:27:35

Pero sabiendo que la fase de inserción es un parámetro muy importante, vamos a ver cómo lo medimos. 00:27:43

Entonces, si observamos la fase de inserción directamente, la traza no proporciona información útil a simple vista. 00:27:51

Eso se debe a que la evolución de la fase presenta una pendiente negativa con respecto a la frecuencia debido a la longitud eléctrica del dispositivo. 00:27:56

Cuanto más largo sea el dispositivo, pues más larga va a ser esta pendiente. 00:28:05

Como solamente nos interesa lo que es la desviación de esta fase respecto a la linealidad, 00:28:08

bueno, pues si eliminamos esa componente lineal de la evolución de la fase en frecuencia, 00:28:15

podemos observar fácilmente cómo está evolucionando esta fase con respecto a la frecuencia en nuestro dispositivo bajo prueba 00:28:20

y por tanto ver qué distorsión nos está aplicando. 00:28:27

Y esto lo vamos a hacer combinando la fase que hemos medido con un retardo eléctrico para poder cancelar el efecto de la longitud eléctrica del dispositivo y observar, por tanto, de una manera sencilla cómo cambia la fase con respecto a lo ideal. 00:28:31

Una traza creciente indicaría que el cambio de fase es más rápido que lo ideal. Una traza decreciente nos indicaría que el cambio de fase es más lento. 00:28:46

Sin embargo, a la hora de ver si esto es muy rápido o poco rápido, pues tampoco tenemos una visualización muy muy muy clara. 00:28:56

Entonces aquí es donde entraría en juego el retardo de grupo, que básicamente lo que nos va a medir es el tiempo de tránsito de una señal a través de un dispositivo frente a la frecuencia de esa señal. 00:29:10

y lo vamos a calcular haciendo la derivada de la fase de inserción frente a la frecuencia. 00:29:23

Es decir, digamos que el retardo de grupo es a la fase de inserción como la aceleración sería a la velocidad. 00:29:28

Nos va a indicar cuánto de rápido está ocurriendo este cambio de fase. 00:29:37

La porción lineal de la respuesta en fase se convierte a un valor constante, 00:29:42

de forma que una fase estable se va a visualizar como una línea horizontal. 00:29:46

Y las desviaciones con respecto a la evolución lineal de fase se van a transformar en desviaciones frente a un retardo de grupo constante. 00:29:50

Aunque sigue siendo una representación de la distorsión de fase, nos la representa de una manera mucho más clara. 00:30:00

Cuando estamos haciendo un retardo de grupo o cuando lo especificamos, es importante cuantificar la apertura con la que se realiza esta medida. 00:30:08

Es decir, la apertura va a ser el incremento de frecuencia utilizado en el proceso diferencial. 00:30:17

Si la apertura es más grande, el ruido de traza se va a reducir, pero tenemos menos resolución de retardo de grupo disponible. 00:30:24

Digamos que estamos cogiendo incrementos más grandes y, por lo tanto, luego vamos a ver menos granularidad en el espacio. 00:30:32

Y si estrechamos la apertura, es decir, cogemos incrementos más pequeños, vamos a tener mucha más resolución de medida, pero incrementaremos también el ruido en la traza. 00:30:39

¿Y por qué estas dos medidas son importantes? Pues porque dependiendo del dispositivo, pues las dos pueden ser necesarias. 00:30:50

Es decir, especificar el valor máximo pico a pico en el rizado de fase, pues no siempre es suficiente para caracterizar el comportamiento del dispositivo. 00:30:59

Por ejemplo, las dos trazas rojas, la variación pico-pico de cada traza es idéntica, esa distancia entre esos dos picos, pero parece que la traza de la derecha presenta cambios más rápidos. 00:31:07

Aquí es un ejemplo en el que es muy evidente. Si en ambos casos hacemos el retardo de grupo y, por tanto, esas trazas azules, vamos a ver que la traza de la izquierda presenta cambios en esas desviaciones de fase mucho más lentos y, por tanto, genera menor distorsión sobre mi señal. 00:31:21

Entonces, con el retardo de grupo es muy sencillo visualizar este tipo de información. 00:31:39

A la hora de caracterizar completamente el comportamiento de un dispositivo lineal de dos puertos, pues tenemos que hacer las medidas bajo condiciones específicas y calcular un conjunto de parámetros. 00:31:46

Y estos parámetros se pueden utilizar para describir completamente el comportamiento del dispositivo, incluso bajo condiciones de carga diferentes a las que había cuando se hizo la caracterización. 00:31:58

Y en lo que sería en bajas frecuencias, los parámetros más comunes, los H, Y o Z, me requieren de hacer una medida de la tensión total o de la corriente total en función de la frecuencia, tanto en los puertos de entrada como en los puertos de salida del dispositivo. 00:32:08

Y es más, tendremos que aplicar cortos o abiertos como parte de la medida. 00:32:29

Y extender este tipo de medidas a frecuencias más altas no es muy práctico. 00:32:34

¿Y por qué no es muy práctico? 00:32:40

Pues porque en frecuencias superiores es complicado medir la tensión total o la corriente total en los puertos de dispositivos. 00:32:42

Es decir, no es tan sencillo como conectar un multímetro o una sonda de corriente y obtener medidas precisas 00:32:48

pues debido tanto a la impedancia de las propias sondas como a la dificultad de colocar las sondas en los sitios adecuados. 00:32:53

Entonces, bueno, pues también nos ocurre que los dispositivos activos pues pueden oscilar o dañarse al conectar pues abiertos o cortos. 00:33:01

Por tanto, necesitamos utilizar otra forma de caracterizar las redes en alta frecuencia y vamos a usar un método que no tiene estos problemas. 00:33:10

Y es precisamente para eso para lo que se desarrollaron los parámetros de dispersión o parámetros S. Estos parámetros tienen muchas ventajas, sobre todo frente a los que mencioné anteriormente, los H, Y o Z. ¿Por qué? Porque están directamente relacionados con medidas con las que estamos más familiarizados, como por ejemplo la ganancia, la atenuación o el coeficiente de reflexión. 00:33:19

se definen en términos de tensión de las ondas de propagación 00:33:40

y son relativamente sencillos de medir 00:33:45

no requieren de la conexión de cargas al dispositivo bajo prueba 00:33:47

y digamos que los parámetros S de varios dispositivos 00:33:50

se pueden apilar en cascada para predecir el comportamiento general de su combinación 00:33:53

es decir, si yo tengo varios dispositivos que he caracterizado con sus parámetros S 00:33:58

y los conecto en serie 00:34:03

yo voy a poder calcular el comportamiento equivalente del grupo que forman todos ellos combinando esos parámetros S. 00:34:05

Si necesitásemos, por algún motivo, calcular los parámetros H, Y o Z, se puede hacer desde los parámetros S. 00:34:16

Básicamente es matemáticas. 00:34:25

Y lo que también es muy importante, es muy sencillo, 00:34:27

Y lo que también es muy importante, es muy sencillo extraer estos parámetros S y exportarlos a herramientas de simulación que podremos utilizar en sistemas de diseño avanzado, como por ejemplo el software ADS de XAI. 00:34:34

En definitiva, los parámetros S van a ser el lenguaje común entre herramientas de simulación y herramientas de medida. 00:34:48

Un dispositivo de n puertos va a tener n al cuadrado parámetros S, por lo que un dispositivo de dos puertos tendrá cuatro parámetros S. 00:34:56

Y la convención numérica para estos parámetros S es que el primer número hace referencia al puerto a donde está llegando esa señal. 00:35:05

Es decir, si yo utilizo un 1, está llegando al puerto 1, si utilizo un 2, está llegando al puerto 2. 00:35:14

Y el segundo número hace referencia a de dónde viene esa señal incidente. 00:35:19

Es decir, para un parámetro S1-2 estaría viendo que la señal está llegando al puerto 1 y está siendo transmitida por el puerto 2. 00:35:26

Es decir, sería una señal en inversa, mientras que un S2-1 es la transmisión indirecta, lo que está llegando al puerto 2 cuando generó por el puerto 1. 00:35:36

Y si los dos números son idénticos, pues estamos hablando de una reflexión, lo que llega al puerto 1 cuando generó por el puerto 1, por ejemplo. 00:35:47

Por tanto, en la ecuación de abajo, lo que serían las señales incidentes son las AES, A1, A2, y las señales que llegan, las reflejadas o transmitidas, serían esas B, B1 o B2. 00:35:54

Esto es importante porque hay veces en las que, en un analizador virtual de redes, lo que queremos visualizar no es el parámetro S, sino la señal absoluta. 00:36:11

Y entonces se lo tenemos que indicar al equipo, pues indicando si lo que quiero es tener la A o la B o la que sea de cada puerto. 00:36:21

¿Cómo vamos a calcular estos parámetros S? Pues es muy sencillo. Tenemos dos ecuaciones con cuatro incógnitas. 00:36:32

Con lo cual, para resolverla, tenemos que eliminar dos incógnitas del sistema de ecuaciones y para eso ponemos condiciones de contorno. 00:36:38

Por ejemplo, cuando estemos transmitiendo en directa, nos vamos a asegurar de que no haya señal en inversa. 00:36:45

Y al revés. Por tanto, si A2 vale 0, podemos calcular S11 y S21, como veríamos en las ecuaciones arriba a la derecha. 00:36:51

En cambio, si A1 vale 0, bueno, pues podemos calcular el S12 y el S22. 00:37:02

¿Cómo nos aseguraremos de estas condiciones de contorno? 00:37:08

Bueno, pues lo que vamos a hacer es que pondremos una impedancia característica terminando esa línea de transmisión, 00:37:10

Es decir, a la salida del dispositivo sería puerto 2 si estamos en directa o puerto 1 si estamos en inversa. 00:37:19

Y esa impedancia característica y perfecta estaría dentro de mi analizador vectorial de redes. 00:37:28

Esto nos va a permitir asegurar que A2 es cero en directa y que no hay una reflexión de esa carga ideal. 00:37:37

Por tanto, el S1 sería equivalente al coeficiente de reflexión decidido en el puerto 1. 00:37:45

o lo que es lo mismo, la impedancia de entrada en el puerto 1, y el S21 sería lo mismo que el coeficiente de transmisión en directa. 00:37:49

Para lo que sean los parámetros S12 y S22, pues sería lo mismo, pero en inversa. 00:38:00

La precisión de los parámetros S va a depender en gran medida de cómo de buena sea la terminación que aplicamos al puerto que no recibe el estímulo. 00:38:06

Es decir, si esa carga no es perfecta, no se cumplirá que A1 o que A2 sean cero cuando deben serlo, introduciendo por tanto errores en la medida realizada. 00:38:16

Y si no tenemos en cuenta que el dispositivo puede no tener una adaptación perfecta con nuestro analizador, pues estamos haciendo una medida con errores. 00:38:29

Por eso es muy importante realizar corrección de errores mediante una calibración del equipo. 00:38:37

En este ejemplo se trataría de una calibración a dos puertos. Luego más tarde hablaré de las calibraciones. 00:38:44

Los parámetros S van a ser esencialmente los mismos parámetros que algunos de los términos que he mencionado anteriormente, 00:38:50

como por ejemplo la adaptación de entrada o las pérdidas de inserción. 00:38:55

Y es importante separar la definición fundamental de los parámetros S del formato que se utiliza para representarlos. 00:39:00

Es decir, los parámetros S son inherentemente cantidades lineales vectoriales y se van a expresar como parejas de parte real y parte imaginaria o magnitud y fase. 00:39:07

Sin embargo, no siempre es lo más útil visualizarlos como parejas complejas, con lo cual a menudo lo que queremos es visualizar solamente la magnitud o solamente la fase 00:39:20

y muy a menudo en escala logarítmica, ya que nos va a ofrecer un mayor rango dinámico que una escala lineal. 00:39:32

Los parámetros S no son precisamente nuevos, es decir, se iban utilizando en la industria desde hace mucho tiempo 00:39:39

y es el diseño del analizador vectorial de redes lo que va a hacer su cálculo muy sencillo y eficiente. 00:39:45

Vamos a ver ahora cómo sería la arquitectura de un VNA. 00:39:53

Este que tenemos aquí es el diagrama de bloques simplificado de un VNA con dos puertos. 00:39:59

Y se pueden apreciar los bloques principales de su arquitectura. 00:40:04

Aunque las arquitecturas varían, hay elementos que están siempre presentes, 00:40:07

como por ejemplo una fuente para el estímulo, los dispositivos de separación de señal 00:40:11

para poder separar la señal incidente y la señal reflejada, receptores, 00:40:15

un procesador para calcular los resultados de la medida, etc. 00:40:20

Vamos a ver con detalle estos elementos. 00:40:23

Lo que sería la fuente nos va a proporcionar el estímulo de nuestro sistema. Vamos a poder hacer un barrido en frecuencia o en potencia. 00:40:25

Tradicionalmente los analizadores de redes utilizaban una fuente externa. Bueno, actualmente la fuente es interna y la mayoría de los VNADXAID utilizan fuentes sintetizadas que nos van a proporcionar una excelente resolución en frecuencia y una excelente estabilidad. 00:40:36

Además, algunos analizadores vectoriales de redes van bastante más allá ofreciendo más de una fuente interna para poder hacer medidas de distorsión o tienen fuentes internas con sintetizador digital directo DDS que nos va a permitir realizar modulaciones vectoriales sin necesidad de que el modulador IQ sea analógico. 00:40:52

Y esto nos va a mejorar muchísimo las prestaciones de la señal modulada. Es decir, nos va a permitir obtener purezas espectrales de 30 dB más libres de espurios que si tuviéramos un modulador IQ analógico. 00:41:15

Con lo cual, son características avanzadas que son importantes de cara a cierto tipo de medidas. 00:41:30

El siguiente bloque importante es el de separación de señal y el hardware que se utiliza para esta función normalmente se le llama test set. Este test set, ¿qué puede ser? Puede ser una caja externa o estar integrado en el analizador. 00:41:38

De hecho, algunos VNAs, su test set interno lo tienen configurable y esto hace referencia a que se puede acceder a diversas partes de él para, por ejemplo, si quieres poner amplificadores de señal externos para tener un estímulo mayor de potencia de cara a tu dispositivo. 00:41:55

O poner atenuadores cuando una señal de entrada es demasiado potente. 00:42:16

O, bueno, en general, los test set configurables se utilizan en aplicaciones avanzadas. 00:42:20

Hay dos funciones que nuestro analizador de señal debe cumplir. 00:42:27

La primera es separar una porción de la señal incidente para que podamos medir esa señal de referencia. 00:42:30

Y esto, bueno, lo podemos hacer mediante divisores de potencia o mediante acopladores direccionales. 00:42:37

Los divisores suelen ser dispositivos resistivos, no son direccionales y suelen tener un gran ancho de banda. La contrapartida es que habitualmente presentan pérdidas de 6 dB o más en cada brazo. 00:42:42

Los acopladores direccionales, por su parte, tienen muy bajas pérdidas de inserción a través de lo que sería el camino principal. 00:42:56

Suelen tener muy buen aislamiento y directividad. Generalmente se utilizan en los VNAs de frecuencias superiores. 00:43:03

Y su respuesta inherente, paso alto, lo suelen hacer no muy adecuados para rangos de frecuencia por debajo de los 40 MHz. 00:43:11

La segunda función que deben realizar es separar la señal incidente de la reflejada. 00:43:20

Para esta función, los acopladores direccionales son idóneos por sus bajas pérdidas y el gran aislamiento en inversa. 00:43:26

Sin embargo, debido a la dificultad de hacer acopladores de gran ancho de banda, de banda ancha, a menudo se utilizan puentes en su lugar y los puentes funcionan desde DC pero presentan más pérdidas por lo que llegará menos señal al dispositivo. 00:43:32

Un acoplador direccional es un dispositivo de separación de señal y cuando se aplica una señal a su entrada en directa una parte de la señal se encaminará por el brazo de acoplo y nos permitirá tener una referencia de esta señal. 00:43:48

La potencia de esta señal acoplada es menor que la original según el factor de acoplo que tenga este acoplador direccional. 00:44:03

Por ejemplo, si tenemos un acoplador direccional con un factor de acoplo de 10 dB y tenemos 0 dBm, es decir, 1 mW de nivel de entrada, 00:44:11

la señal acoplada será de menos 10 dBm, es decir, de 100 µW. 00:44:21

La potencia en el camino directo del acoplador será igual a la potencia de entrada menos las pérdidas por acoplo. Por ejemplo, para lo que decía antes, que tenía 1 mW de entrada, factor de acoplo de 10 dB, y la potencia en el brazo directo serán 900 µW. 00:44:27

Otra especificación clave cuando se utilizan los acopladores direccionales es la directividad, y este parámetro nos va a indicar la diferencia entre el factor de acoplo indirecta y las fugas en inversa, y nos indica la separación entre señales y esas fugas no deseadas. 00:44:45

Entonces, los dispositivos reales, por desgracia, no son perfectos. Por tanto, si examinamos detenidamente las prestaciones de un acoplador direccional de tres puertos, lo que veremos es que la señal que viaja en inversa, de forma ideal, no debería aparecer en el brazo de acoplo, pero lo que ocurre en realidad es que algo de potencia se filtra debido a que el aislamiento no es infinito. 00:45:02

Como comentaba, uno de los parámetros más importantes de un acoplador es su directividad y va a indicar la capacidad que tiene para separar señales que viajan en la misma línea de transmisión pero en sentidos opuestos. 00:45:26

Y vamos a definir esta directividad como el aislamiento menos el factor de acoplo en directa menos las pérdidas en el brazo directo y todas estas magnitudes las expresaremos en decibelios. 00:45:41

Otro de los dispositivos que se utiliza para separar señales reflejadas es el puente direccional. Su funcionamiento es similar a un puente Wheatstone y si los cuatro brazos tienen la misma resistencia, en este caso 50 ohmios, si estamos conectados al puerto del analizador, bueno, pues aparecerá un nulo de tensión al medir. 00:45:53

y diremos que el puente está equilibrado. 00:46:13

Pero si la carga que hemos puesto en el puerto analizador no es 50 ohmios, 00:46:17

entonces la tensión en el puente será proporcional a la desadaptación que muestra el dispositivo 00:46:22

y el puente estaría desequilibrado. 00:46:27

Por tanto, si medimos la magnitud y la fase en el puente, 00:46:29

podemos medir la impedancia compleja que ha sido conectada al puerto de entrada. 00:46:34

La directividad del puente es la proporción entre la condición óptima de equilibrio 00:46:38

y la peor condición de equilibrio, es decir, un circuito abierto o un corto 00:46:46

El efecto de esta directividad en la incertidumbre de medida 00:46:50

es exactamente el mismo que comentaba para los acopladores 00:46:54

Vale, vamos a pasar ahora a la parte de los receptores 00:46:58

En receptores puedo utilizar un receptor de gran ancho de banda 00:47:01

como podría ser un diodo, un sensor de potencia 00:47:05

Pero claro, primero sería escalar y segundo, al tener un gran ancho de banda, pues el rango dinámico se vería severamente mermado. 00:47:09

¿Qué ocurre? Que para tener mejor calidad lo que voy a utilizar es un receptor sintonizado. 00:47:17

¿Qué voy a conseguir con un receptor sintonizado? Primero, una mejor sensibilidad y un mayor rango dinámico. 00:47:23

porque vamos a tener ese filtro de IF que nos va a permitir, al estrecharlo, reducir considerablemente el suelo de ruido, 00:47:29

que esto está directamente relacionado con la sensibilidad, esto lo veíamos en el seminario de fundamentos de análisis de espectro, 00:47:39

y además el que estemos con ese receptor sintonizado me va a permitir rechazar señales no deseadas. 00:47:46

Básicamente es como si el analizador vectorial de redes tuviera un analizador de espectro en cada uno de estos receptores o detectores. 00:47:58

El rango dinámico de la medida se puede mejorar, además, incrementando la potencia de la señal que estamos utilizando como estímulo. 00:48:07

También se puede utilizar un filtro de IF más estrecho o incluso podemos aplicar un promediado. 00:48:18

Y estas dos últimas técnicas van a ofrecernos un compromiso entre la velocidad de barrido y el suelo de ruido. Es decir, cuanto más estrechemos ese filtro de IF, más lento vamos a ir y si hacemos promediado, como tenemos que adquirir varias veces para poder promediar, pues también vamos un poco más lento. 00:48:23

En ambos casos vamos a reducir el ruido y en este caso el promediado reduce el ruido porque estamos utilizando datos vectoriales, a diferencia de un analizador escalar en el que simplemente reduciríamos la variabilidad del ruido cuando activamos un promediado. 00:48:42

No tenemos una información de fase que nos permita mejorar considerablemente esa sensibilidad. 00:49:00

Además, la naturaleza de banda estrecha de un receptor sintonizado, que nos va a incrementar ese rango dinámico, como decía, 00:49:07

también nos va a eliminar esas señales no deseadas, esos armónicos, esos espurios, que nos podrían introducir un error en la medida. 00:49:15

Con lo cual, esa señal de RF se va a pasar a la frecuencia intermedia, IF, y se va a filtrar. 00:49:24

En el siguiente gráfico, lo que estoy mostrando es el diagrama de bloques de un analizador vectorial de redes moderno, en mi caso, un PNAX de dos puertos. 00:49:32

En él están todos los bloques que comentaba anteriormente, por ejemplo, la parte de separación de señal en cada puerto, el test configurable en cada puerto, 00:49:43

con sus acopladores de referencia, sus receptores, las fuentes, en fin. 00:49:52

También hay elementos que quizá no he comentado, como pueden ser los detonadores en los receptores, 00:49:57

los VST, generadores de pulso, incluso receptores de bajo ruido, 00:50:03

y estos son elementos que también son bastante importantes para medidas avanzadas. 00:50:08

Por ejemplo, si tenemos como dispositivo bajo prueba un amplificador que tiene una ganancia muy muy grande, 00:50:13

Nosotros podríamos atenuar la señal de entrada al dispositivo después de haber separado la señal, 00:50:21

de tal manera que nuestro estímulo original lo separamos para tener una referencia clara de cuál es esa señal de referencia 00:50:28

y luego reducimos la potencia de señal de referencia a un nivel adecuado para que al pasar por amplificador y ser amplificada 00:50:37

no dañásemos después los receptores. 00:50:46

Bueno, pues eso es una de las posibilidades que nos daría ese test set configurable. 00:50:51

Y, bueno, pues un combinador de señal integrado, como podemos tener, 00:50:58

también lo que nos va a permitir es simplificar muchísimo una medida de distorsión 00:51:03

o de parámetros no lineales en las que necesitamos combinar esos dos estímulos. 00:51:10

y de tal manera que, además, existen switches integrados, 00:51:15

como todos los integrados, que nos van a permitir encaminar cualquiera de las dos fuentes 00:51:20

hacia la entrada o a la salida del dispositivo, 00:51:24

controlando la magnitud y la fase de cada una de las fuentes 00:51:27

para lo que necesitamos, que normalmente van a ser para medidas avanzadas. 00:51:30

Y, bueno, el último bloque clave, que no se ve aquí en este diagrama de bloques, 00:51:37

sería la parte del procesador. 00:51:42

Entonces, la parte de procesado y representación es donde los datos de transmisión y reflexión van a ser tratados 00:51:44

y se van a presentar en el formato deseado para simplificar la interpretación de la medida. 00:51:50

Entonces, la mayor parte de los analizadores de redes tienen funcionalidades similares, 00:51:55

como barridos lineales o logarítmicos en lo que sea el barrido en frecuencia, 00:51:58

o formatos de datos lineales, formatos logarítmicos, diagramas polares, cartas de Smith, etc. 00:52:03

Pues otros datos comunes pueden ser marcadores de trazas, líneas límite, pruebas de paso-fallo. En esta pantalla, por ejemplo, es una medida hecha con un ENA, un E5080B, y lo que se ha hecho es una medida de un filtro. 00:52:08

Otro dato importante son los canales. En un analizador vectorial de redes, los canales son configuraciones independientes del hardware que me va a permitir hacer barridas en cada una de estas configuraciones independientes de forma secuencial. 00:52:26

De hecho, puedo configurar los triggers de cada canal de la manera que quiera. Uno lo puedo tener en single, otro lo puedo tener en continuo, lo que fuese. 00:52:44

y yo voy a ir barriendo todos estos canales y presentando toda esta información simultáneamente en la pantalla como si fuese muchos equipos a la vez. 00:52:50

Pero es un único equipo, son configuraciones diferentes del mismo equipo. 00:53:00

Por ejemplo, en este gráfico, la ventana de arriba a la izquierda, la ventana número 1, lo que tiene es medidas en el primer canal en el que se ha hecho un barrido con un span de 30 MHz, 00:53:04

de ese filtro paso-banda y se ponen ahí los cuatro parámetros S, como está conectado entre el puerto 1 y el puerto 4, 00:53:16

tenemos el S1-1, el S4-1, el S1-4, el S4-4. 00:53:23

En la segunda ventana, arriba a la derecha, lo que tenemos es un segundo canal en el que el barrido se ha hecho en 30 MHz de recorrido, 00:53:30

es un recorrido menor, se está utilizando 1001 puntos en la frecuencia y se ha puesto un marcador en el que se le ha dicho 00:53:39

que calcula automáticamente la figura de mérito de ese filtro. 00:53:46

¿Cuál es su caída a 3 dB? ¿Qué ancho de banda me presenta? ¿Qué calidad? 00:53:51

¿Cuál sería su frecuencia central? 00:53:55

Mientras que, por ejemplo, abajo a la izquierda, estamos volviendo al canal 1, 00:53:57

pero en ese canal 1 tendríamos una quinta y sexta traza en la que estoy mostrando en carta de Smith 00:54:02

la reflexión en la entrada y la reflexión en la salida. 00:54:09

Es decir, la impedancia de entrada y la impedancia de salida de ese filtro. Y abajo a la derecha tenemos un tercer canal en el que el recorrido de frecuencia es prácticamente 6 gigas y estoy viendo ese primer pico que es mi banda de paso fundamental de mi filtro y estoy teniendo unos armónicos que puede presentar. 00:54:12

Y, bueno, pues en este caso he decidido utilizar 16 divisiones en lo que sería la división vertical, de tal manera que puedo estar mostrando el maravilloso rango dinámico que yo estoy teniendo en mi medida. 00:54:32

Estoy representando desde 0 hasta menos 160 y estoy viendo que mi rango dinámico en mi señal es de prácticamente 140 dB. 00:54:47

Y bueno, pues visto esto, vamos a pasar ahora a cómo serían los modelos de error y lo que es el proceso de calibración. 00:54:54

Entonces, ¿por qué calibramos? 00:55:06

Los VNA tienen una gran precisión de medida, pero para poder conseguirla es importante aplicar una técnica matemática llamada corrección vectorial de errores, a la que comúnmente llamamos calibración. 00:55:09

es importante indicar 00:55:20

que no es 00:55:23

esta calibración la revisión 00:55:24

anual que se hace del equipo 00:55:27

en un laboratorio de calibración 00:55:29

esa es una revisión 00:55:30

en la que se verifica que el equipo cumple con 00:55:32

explicaciones, etc, etc, pues como cuando 00:55:34

vas a una revisión médica 00:55:37

esto es, estoy hablando 00:55:38

de un proceso 00:55:41

en el que voy a 00:55:43

eliminar fuentes de errores 00:55:45

si buscásemos una analogía 00:55:46

sería como cuando tengo una balanza y lo que hago es pongo el plato, hago una tara, es decir, elimino el peso que me aporta ese plato 00:55:49

para luego ya pesar el producto que quiero pesar. 00:55:57

Entonces estoy corrigiendo los errores sistemáticos y predecibles para poder eliminarlos de mi resultado de medida. 00:56:00

Esta corrección vectorial de errores lo que va a hacer es compensar factores propios del analizador, 00:56:10

como pueda ser la directividad de los acopladores o efectos que no sean del analizador, sino de los elementos que ponemos entre el analizador o los puertos del analizador y el plano de calibración. 00:56:15

Y el plano de calibración será aquel punto donde conectemos los estándares para realizar esta calibración. 00:56:30

E idealmente debería ser el mismo punto donde pongamos el dispositivo bajo prueba. 00:56:37

Esta calibración es muy importante para que el analizador vectorial de redes nos pueda presentar una información de alta precisión. ¿Y por qué? Pues porque es imposible hacer un hardware perfecto. Y realizar un hardware muy, muy, muy bueno, casi perfecto, es muy caro. 00:56:42

Entonces, existiendo estos procesos, es posible crear un hardware más económico que me ofrezca la calidad de medida necesaria a un precio razonable. 00:57:00

Entonces, esta calibración, esta corrección vectorial de errores, nos va a ofrecer un equilibrio razonable entre prestaciones del hardware, precio y prestaciones generales del sistema, incluyendo los efectos de la calibración. 00:57:12

También es importante identificar dónde tengo el cuello de botella en mi sistema. 00:57:25

Es decir, de nada me sirve tener un hardware extraordinariamente bueno y un sistema de corrección vectorial de errores extraordinariamente bueno 00:57:30

si luego los cables que yo estoy teniendo entre mi analizador y mi punto de medida son tan malos que al final lo que voy a medir son los cables y no el dispositivo de bajo prueba. 00:57:39

Es decir, si la calidad del hardware es mala, la corrección vectorial no va a poder evitar todos los efectos. El sistema no va a hacer milagros. Es necesario disponer de un hardware, accesorios y kit de calibración de una calidad acorde y más o menos homogénea y, por supuesto, acorde a la precisión de medida deseada. 00:57:49

Si consideramos los principales contribuidores de la medida, los tres principales contribuidores serían errores sistemáticos, errores aleatorios y errores por deriva. 00:58:19

Entonces, calibrar un sistema de medida basado en un VNA va a eliminar el mayor contribuidor a la incertidumbre de medida, que no es otro que los errores sistemáticos. 00:58:34

Estos errores sistemáticos son repetibles y no son aleatorios. 00:58:44

Es decir, los podemos medir, podemos predecirlos y podemos eliminarlos del resultado de medida con algoritmos matemáticos. 00:58:48

Y un sistema de calidad basado en un VNA con corrección vectorial de errores nos va a proporcionar la mejor imagen de las prestaciones reales de un dispositivo bajo prueba. 00:58:56

Y podríamos decir que un analizador vectorial de redes es tan bueno como lo sea su calibración. Por eso Keysight invierte un gran esfuerzo en ofrecer la selección más completa y de mejor calidad para lo que sería la calibración de estos sistemas. 00:59:07

Es importante recordar que la calibración no va a eliminar errores aleatorios o de deriva. Los errores aleatorios no son predecibles, con lo cual, como van a variar en el tiempo de forma aleatoria, pues no los puedo eliminar. 00:59:23

El principal contribuidor a los errores aleatorios es el ruido de la instrumentación, ya sea ruido de fase, ruido de receptor, ruido de IF, etc. 00:59:36

Por lo que cuanto mayor calidad tenga el hardware que estamos utilizando, menor será el peso de esta fuente de error sobre la incertidumbre de mi medida. 00:59:44

Y los errores de deriva se deben al cambio de prestaciones que tiene el sistema de pruebas tras la calibración. 00:59:54

Es decir, una vez que yo he calibrado, el sistema va a ir teniendo una deriva que será causada principalmente por variaciones de temperatura y para eliminarla lo que puedo hacer es volver a calibrar. 00:59:59

Entonces, vuelvo a calibrar cuando la calibración me ha envejecido y el envejecimiento de una calibración va a depender en gran medida de la deriva que tenga el sistema en el entorno de uso. 01:00:15

Es decir, disponer de una temperatura ambiente muy estable, controlada, nos va a permitir minimizar la deriva del sistema. 01:00:28

Como también me lo va a permitir el decir, bueno, pues yo he encendido mi equipo, le he dejado sus 30 minutos o lo que necesite de calentamiento 01:00:36

y opero con él cuando ya está en su temperatura estable de calentamiento. 01:00:43

Todo este tipo de cosas nos va a permitir minimizar esos errores de deriva. 01:00:49

En esta transparencia lo que estoy mostrando son los principales errores sistemáticos asociados con el analizador vectorial de redes. 01:00:54

Y los errores relacionados con las filtraciones de señal van a ser lo que es la directividad y ese crosstalk. 01:01:03

Los errores relacionados con reflexiones de la señal van a ser la desadaptación que tengamos en la fuente y la desadaptación que tengamos en la carga. 01:01:11

Y bueno, el último tipo de errores está relacionado con la respuesta en frecuencia de los receptores y se llaman errores de seguimiento o errores de tracking, tanto en transmisión como en recepción. 01:01:20

Y esto es porque yo, como tengo dos receptores distintos y a cada uno de ellos, yo le he dicho, bueno, pues esta es mi frecuencia de referencia, 01:01:34

o mi base de tiempos, bueno, pues ellos se van a acoplar a esa frecuencia de referencia y se ajustarán lo mejor que puedan. 01:01:47

pero con el tiempo pueden tener una deriva, una desviación. 01:01:54

Bueno, pues si tienen una deriva o una desviación, ese error de tracking lo vamos a poder corregir. 01:02:02

Muy bien, el modelo de corrección vectorial de dos puertos, un full-to-port, 01:02:09

nos va a incluir estos seis términos en directa y otros tantos en inversa 01:02:14

para tener un total de 12 términos de corrección, 12 términos de error para lo que sería una corrección de dos puertos. 01:02:18

Los principales métodos de corrección de errores que pueden hacerse van a ser correcciones de respuesta, es decir, normalización. 01:02:28

Y la otra opción son correcciones vectoriales. 01:02:36

La calibración de respuesta es muy sencilla de realizar, pero solamente nos va a corregir alguno de los 12 errores disponibles. 01:02:39

Concretamente lo que nos va a quitar son errores principalmente de tracking, de seguimiento 01:02:48

La corrección y respuesta es básicamente una normalización donde se utiliza una medida como referencia 01:02:54

se almacena en memoria y el resto de medidas se comparan contra ella 01:03:00

Mientras que la corrección vectorial lo que va a necesitar es que mi analizador pueda hacer una medida de magnitud y fase 01:03:05

una medida vectorial, y requiero de unos estándares, de unos patrones utilizados para esa calibración. 01:03:15

La gran ventaja de la corrección vectorial es que tiene en cuenta estos 12 errores sistemáticos que comentaba, 01:03:24

es decir, tiene en cuenta los principales errores sistemáticos y me va a ofrecer, por tanto, medidas de gran precisión. 01:03:32

¿Cómo voy a hacer esa corrección vectorial? 01:03:40

Bueno, pues este proceso va a caracterizar los errores sistemáticos teniendo como referencia la medida de unos patrones de calibración. 01:03:43

Y las desviaciones frente al resultado de medida esperado cuando ponemos los patrones en el plano de calibración se van a deber principalmente a los errores sistemáticos de mi sistema de medida. 01:03:51

que va a incluir todo, el sistema de medidas va a incluir todo lo que esté entre el plano de calibración, 01:04:03

que es donde vamos a poner estos patrones, y el analizador. 01:04:08

Una vez que estos errores son cuantificados, sus efectos pueden ser eliminados matemáticamente de medidas posteriores. 01:04:13

Y estos términos de error se pueden expresar como vectores, ya que tienen una componente de magnitud y otra de fase. 01:04:20

Como cualquier sistema de pruebas es afectado por más de una causa de errores 01:04:27

es necesario poner varios patrones para poder compensar todas estas causas 01:04:33

Los patrones utilizados durante la calibración pueden ser elementos pasivos 01:04:39

como dispositivos mecánicos, como veríamos en la imagen a la derecha 01:04:43

un kit mecánico de calibración 01:04:46

y esos kits pueden ser los conocidísimos abierto, corto, carga, through, etc. 01:04:49

También llamados SOLT. Y también podrían ser impedancias arbitrarias conocidas y se van a conmutar de manera electrónica con un elemento como, por ejemplo, un kit de calibración electrónico, que sería lo que vemos en la imagen en la parte inferior. 01:04:55

Podemos utilizar la calibración, la corrección vectorial para eliminar errores de medidas a un puerto. 01:05:16

Y en este caso estaríamos ante medidas de reflexión. 01:05:24

Y por tanto los errores que se eliminarían serían directividad, desadaptación de fuente y lo que sería el seguimiento de reflexión, el reflection tracking. 01:05:27

La calibración full to port a dos puertos se va a realizar cuando queremos hacer medidas de reflexión y medidas de transmisión. 01:05:37

Y nos va a permitir corregir los 12 errores que comentábamos. Pero, en cualquiera de los dos casos, como estamos midiendo patrones, es fundamental indicar al analizador qué patrones estamos usando. 01:05:44

reitero, indicar 01:05:58

cuál es el kit de calibración que se está usando 01:06:02

y de entre 01:06:04

el kit de calibración qué patrones se están 01:06:06

utilizando, porque a veces hay 01:06:08

uno macho y otro hembra 01:06:09

en el mismo, ¿vale? 01:06:12

Pues esto va a ser fundamental 01:06:13

para hacer la medida, porque si 01:06:15

hacemos una calibración y utilizamos 01:06:18

unos patrones que no son los que 01:06:20

le indicamos, estamos 01:06:22

haciendo una calibración incorrecta 01:06:24

y es peor eso 01:06:26

que no calibrar. 01:06:28

Aquí vamos a ver el caso más sencillo, que sería la calibración vectorial a un puerto. 01:06:30

Tenemos tres errores sistemáticos que vamos a poder corregir y con una ecuación es posible modelarlos para obtener con precisión medidas del coeficiente de reflexión. 01:06:36

Para poder solucionar esta ecuación vamos a crear un sistema de tres ecuaciones con tres incógnitas midiendo tres patrones. 01:06:46

Es un proceso que, en teoría, el cálculo se podría hacer de manera manual. Es laborioso, pero es abordable. 01:06:55

Si estuviéramos haciendo esta calibración cuando realizamos medidas a dos puertos, estaríamos asumiendo que la adaptación en el segundo puerto es buena. 01:07:04

Pero, si nos es posible realizar una calibración full-to-port, pues siempre será deseable antes que hacer una calibración a un puerto. 01:07:14

cuando estamos haciendo medidas de dos puertos. 01:07:22

Este es un ejemplo en el que medimos un filtro con y sin calibración a un puerto. 01:07:26

Estamos midiendo lo que sería el coeficiente de reflexión, es un filtro paso banda, 01:07:32

y bueno, pues sin la corrección vemos el típico rizado que se causa por los errores sistemáticos 01:07:38

que están interfiriendo con la señal medida. 01:07:43

Y con la corrección vemos que esa medida de reflexión es bastante más suave 01:07:46

y presenta una información más realista de la reflexión que tiene ese filtro paso banda. 01:07:51

En esta otra imagen lo que estoy mostrando son cuatro medidas, los cuatro parámetros S de un filtro paso banda 01:08:01

y concretamente ahora estas medidas no están calibradas, por tanto, no son precisas. 01:08:07

Entonces, lo que podríamos ver, se ve mejor en la traza de arriba, que la traza S11 en negro 01:08:13

estamos viendo que desde la izquierda va siendo decreciente hasta que llegamos a la banda de paso 01:08:21

y luego pasada esa banda de paso es como creciente. 01:08:28

Y en realidad esto no es así. 01:08:34

Si hacemos esa corrección, que sería esta otra imagen, 01:08:35

vemos que ese decrecimiento no es tan grande, es bastante más estable. 01:08:39

Con lo cual el poder tener unas medidas calibradas o una full to port 01:08:43

pues es importante para obtener medidas más precisas. 01:08:50

Bueno, hemos comentado, pues, cuando hacemos una calibración a un puerto, 01:08:56

cómo sería la ecuación, ¿no? 01:09:01

¿Cómo sería ese sistema de ecuaciones en una calibración a dos puertos? 01:09:04

¿Qué errores habría que tener en cuenta? 01:09:08

Bueno, pues, el módulo sería este y, bueno, pues las ecuaciones son un pelín más complejas. 01:09:11

En fin, son bastante más complejas y no me parece razonable el tener que hacer esto a mano, pero por suerte el firmware del VNA va a hacer estos cálculos por mí. 01:09:18

La corrección a dos puertos es más precisa para las medidas en las que utilizamos dos puertos, es decir, para cuando tenemos transmisión y reflexión, y suele tener en consideración, no, suele no, tiene en consideración todos los 12 parámetros, los 12 errores sistemáticos principales. 01:09:27

Y dado que en la calibración de dos puertos tenemos medidas en directa y en inversa, para calcular cada parámetro S necesitaremos hacer el barrido en directa y en inversa, las dos medidas. 01:09:49

¿por qué comento 01:10:03

esto también? 01:10:05

porque es muy típico 01:10:06

ir a hacer la medida, querer interesarte 01:10:07

solamente un parámetro de transmisión 01:10:11

ya sea en directa o en inversa 01:10:13

y claro, tú has hecho una calibración a dos puertos 01:10:14

y le das a hacer la medida 01:10:17

y a lo mejor es por esas condiciones 01:10:19

en las que 01:10:21

el equipo va lento 01:10:21

y dices, oye 01:10:24

¿por qué 01:10:26

si yo estoy queriendo medir solamente 01:10:28

el S21 o el S12 01:10:30

dos, el tío me hace el barrido en directa y en inversa. Bueno, pues porque la calibración 01:10:33

que has activado hace medida en directa y en inversa y utiliza todos esos valores medidos 01:10:40

para corregir errores. Con lo cual, aunque tú luego solamente quieras uno de los parámetros 01:10:48

de transmisión, el equipo seguirá haciendo el barrido en directa y en inversa. Si vemos 01:10:54

Pues esos errores y esos estándares de calibración, bueno, pues es posible utilizar el VNA para hacer medidas no calibradas y de hecho es bastante útil cuando lo que queremos es observar algo cualitativo, más que cuantitativo, para saber por dónde van los tiros antes de hacer un ajuste fino en lo que sería la configuración de medida y calibrar. 01:11:02

Y digo esto porque la calibración es específica de la configuración de la medida. Es decir, si yo cambio las condiciones de estímulo, número de puntos, frecuencia inicial, final, lo que sea, voy a tener que repetir la calibración porque no es la misma. 01:11:24

o confiar en las capacidades de extrapolación que tenga mi hardware. 01:11:43

Entonces, ¿qué opciones tengo para medidas, incluso medidas de dos puertos? 01:11:51

Pues yo puedo hacer las medidas no corregidas. 01:11:57

Es una medida sencilla, no es precisa, no elimino ningún error sistemático. 01:11:59

También puedo hacer una corrección en respuesta. 01:12:05

Es sencillo, básicamente es una normalización y me permite eliminar alguno de los errores. 01:12:07

¿Vale? ¿Puedo hacer una calibración a un puerto? Bueno, pues necesito estándares de calibración. Me va a corregir errores sistemáticos que yo tengo en la medida de reflexión. 01:12:13

Si combino la calibración a un puerto con la calibración a respuesta, lo que tengo es una enhanced response. 01:12:23

Y hay situaciones donde esta calibración es lo mejor que puedes hacer. Por ejemplo, cuando solo puedes medir S1-1 y S2-1 porque no debes poner estímulo en inversa. 01:12:31

Bueno, pues en ese caso, basado en el hard response, listo. Y luego, por último, si puedes hacer una calibración full to port, porque además tu dispositivo tiene dos puertos y vas a medir los cuatro parámetros S, pues lo ideal es que hagas esa full to port. 01:12:41

Aquí lo que estaría mostrando es un filtro paso-banda, en su banda de paso, y la traza roja correspondería a la medida sin corregir. 01:12:55

Estamos teniendo una escala de medio decibelio, medio dB, por división. 01:13:06

La traza azul clarito, o verde, pues esa es después de haber hecho una normalización. 01:13:11

Me ha eliminado alguno de los errores de respuesta en frecuencia del sistema y la corrección que ha habido en amplitud probablemente se debe a la eliminación del efecto de los cables entre el VNA y el filtro. 01:13:19

Aún así podemos observar que hay un rizado debido a la desadaptación de fuente y de carga. 01:13:32

Y por último, esa medida azul un poco más oscuro, es la medida tras la calibración a dos puertos que nos va a proporcionar el resultado más preciso de los tres. 01:13:38

Y utilizando esa corrección vectorial podemos observar que la banda de paso del filtro tiene una variación cercana a 0.1 dB de amplitud en su frecuencia central. 01:13:49

En las transparencias anteriores he mostrado kits mecánicos. 01:14:03

Bueno, Keysight también ofrece una solución de calibración electrónica. 01:14:07

Esta solución nos va a permitir realizar la calibración a dos, o a uno, o los puertos que queráis en realidad, de una forma rápida, fácil y precisa. 01:14:11

Y es menos propensa a errores humanos, ya que, por ejemplo, el usuario solo tiene que hacer la conexión a cada plano de calibración una vez, 01:14:21

en vez de tener que hacer cuatro conexiones por puerto, como ocurre con la calibración SOLT. 01:14:29

Y además el sistema es capaz de autodetectar en qué puerto del VNA está conectado cada uno de los puertos del ICAL. 01:14:37

Es decir, que no cometes el error de yo he puesto el estándar en tal puerto o en tal plano y me he confundido y tenía que ser en otro. 01:14:47

Los ICAL además están caracterizados en fábrica mediante analizadores vectoriales de redes 01:14:57

que han sido calibrados mediante estándares coaxiales de línea de aire TRL. 01:15:02

que es básicamente la mejor técnica de calibración disponible, por lo que en vez de ser estándares directos, como podrían ser los estándares mecánicos, son estándares por transferencia. 01:15:07

Otra de las opciones de calibración disponibles cuando hacemos calibraciones a dos puertos es la calibración TRL, que viene de Through Reflect Line. 01:15:20

Hasta ahora he comentado técnicas coaxiales y voy a comentar brevemente esta técnica, que es una técnica especialmente útil para entornos de frecuencias muy altas y además no coaxiales, como por ejemplo cuando tenemos utillaje de medida o estamos medias en oblea o en guía de onda o similar. 01:15:32

Bueno, pues la calibración TRL es bastante común en este tipo de casos y resuelve los mismos 12 errores sistemáticos que nos va a corregir una calibración SOLT. 01:15:51

Lo que pasa es que el modelo de errores es ligeramente diferente. 01:16:03

¿Cuál es la principal ventaja de este tipo de calibración? 01:16:07

Pues que los estándares son relativamente fáciles de crear y de definir para frecuencias elevadas, para frecuencias de microondas. 01:16:10

Y esto es un gran beneficio porque es muy complicado construir estándares coaxiales de gran calidad cuando tenemos frecuencias muy elevadas. 01:16:17

Como comentaba, TRL es el acrónimo de Through Reflect Line y va a utilizar una línea de transmisión de longitud e impedancia conocidas como uno de los estándares de calibración, que va a ser ese line. 01:16:26

Y la única restricción es que esta línea necesita ser significativamente más larga eléctricamente que la línea que utilicemos para el Through, que bueno, típicamente suele ser distancia cero porque lo que intentamos es unir entre sí los dos planos de calibración. 01:16:41

La TRL también necesita como estándar de reflexión un elemento que tenga una reflexión muy elevada, como por ejemplo un corto o un abierto. 01:16:56

No es necesario caracterizar esta reflexión, pero sí que es necesario que sea la misma para los dos puertos. 01:17:06

Entonces, ¿por qué esta TRL la utilizamos normalmente solo en frecuencias muy elevadas? 01:17:13

Bueno, pues porque para frecuencias inferiores, aunque podríamos usarlas, las líneas de transmisión en bajas frecuencias tienen que ser muy largas. 01:17:20

Y bueno, pues eso resulta bastante poco práctico. 01:17:31

Y también es complicado hacer buenos estándares PRL en circuitos impresos debido a que puede haber variaciones en el dieléctrico de la placa 01:17:34

o las dimensiones de la línea también tengan variaciones o haya variaciones en espesores. 01:17:43

En fin, el caso es que no es de lo más sencillo. Además, el útil de medida TRL típico tiende a ser más complicado y caro en esas frecuencias bajas, por lo cual para ese tipo de frecuencias se suele utilizar calibraciones S-O-L-T y para frecuencias elevadas ya sí que vamos a temas de TRL. 01:17:48

Hay variaciones de lo que sería la TRL, es decir, existen otros métodos como LRL que es Line Reflect Line o LRM que es Line Reflect Match o TRM que es Through Reflect Match. 01:18:11

En fin, hay un montón y todas ellas pertenecen a la familia TRL y comparten un modelo de errores que podríamos decir que es común. 01:18:28

Bueno, llegado a este punto, estaríamos ya prácticamente al final del seminario y con respecto a lo que serían medidas adicionales, comentaba que voy a mencionarlas, no voy a meter en ellas porque algunas de ellas las veremos con detalle en otro seminario que vamos a hacer que sería más allá de los fundamentos en analizadores vectoriales de redes. 01:18:37

Entonces, algunas de estas medidas avanzadas podrían ser TDR, que es Time Domain Reflectometry, básicamente es reflectometría en el dominio del tiempo, que es un tipo de medida muy interesante para cuando queremos ver variaciones que pueda tener mi línea de transmisión en el espacio, en discontinuidades que pueda ofrecer. 01:18:59

Esto es un método que se utiliza mucho, por ejemplo, que estoy viendo que tengo un cable instalado y no está llegando bien, ¿qué está ocurriendo? 01:19:23

Pues yo cojo, hago una medida de TRD y puedo saber a qué distancia no hay discontinuidad y por tanto saber si a lo mejor en mi línea de guía de onda se me ha metido agua 01:19:31

o si es que mi cable que estaba instalado ha habido obra y lo han dañado o lo que sea. 01:19:43

Y es muy fácil detectar dónde se ha producido ese fallo. 01:19:48

También es una forma muy sencilla este TDR para hacer ajustes en filtros que tienen varios nodos. 01:19:50

En fin, es una medida que es bastante interesante. 01:20:00

También medidas adicionales puede ser la compresión de ganancia que pueda presentar un amplificador 01:20:05

y poder hacer esa medida de una manera bastante rápida y sencilla. 01:20:11

Bueno, pues también medidas en conversores en el que la frecuencia que yo tengo en uno de los puertos no es la misma frecuencia que yo tengo en otro puerto. 01:20:15

Entonces, bueno, pues para eso necesito un frequency offset, un offset de frecuencia y, bueno, pues es una medida que también es algo que puedo hacer. 01:20:23

Son también medidas un poco más avanzadas. 01:20:30

O medida de figura de ruido por el método de fuente fría en los analizadores vectoriales de redes. 01:20:33

Pues también se puede hacer ese tipo de medidas. 01:20:39

hoy en día los analizadores vectoriales de redes 01:20:40

son capaces de hacer también análisis de espectro 01:20:44

y análisis de espectro bastante avanzado 01:20:47

es decir, yo voy a poder tener un analizador 01:20:49

de espectro real en cada uno de 01:20:53

mis detectores y por tanto si yo esto lo junto 01:20:55

con una fuente 01:20:59

que tenga la capacidad de tener ese DDS 01:21:00

ese Direct Digital Synthesizer que comentaba 01:21:04

al principio, bueno pues 01:21:08

Yo voy a poder tener una modulación con muy buena calidad, yo voy a poder analizar esa modulación en mi VNA y voy a poder hacer medidas de EVM sobre la transmisión que está haciendo un amplificador, por ejemplo. 01:21:10

Entonces, son medidas avanzadas, se pueden hacer un montón de cositas y algunas de ellas las veremos en otro seminario, como he comentado, que será más allá de los fundamentos de analizadores vectoriales de redes. 01:21:25

Bueno, pues dicho esto, brevísimamente de lo que es el porfolio, no me voy a meter mucho en detalle, tenemos un porfolio muy extenso de analizadores vectoriales de redes con diversas prestaciones, con diversos formatos, factores de forma, todos ellos de muy alta calidad. 01:21:37

y si tenéis necesidad de lo que sería un analizador vectorial de redes, porque tuvierais que hacer alguna de estas medidas, 01:21:58

pues lo que os digo siempre, contactarnos porque os podemos ayudar a elegir la solución que mejor se ajuste a vuestras necesidades. 01:22:06

Y con esto habríamos llegado a la parte final. Os dejo esta transparencia de documentación, pero hay muchísima más información en nuestra página web 01:22:17

Y vamos a ir ya a la parte de preguntas. Vamos a ir recopilando las preguntas que nos habéis hecho llegar por el chat. Seguid enviándolas. 01:22:27